valitov r a dyubko s f makarenko b i i dr izmereniya na mill

ИЗМЕРЕНИЯ В ЭЯЕКЗТОНИКЕ
ИЗМЕРЕНИЯ
НА МИЛЛИМЕТРОВЫХ
И СУБМИЛЛИМЕТРОВЫХ
ВОЛНАХ
И З М Е Р Е Н И Я
В
Э Л Е К Т Р О Н И К Е
ИЗМЕРЕНИЯ
НА МИЛЛИМЕТРОВЫХ
И СУБМИЛЛИМЕТРОВЫХ
ВОЛНАХ
МЕТОДЫ
И ТЕХНИКА
П од редакцией
докт. техн. н аук Р. А. В А Л И Т О В А и
докт. техн. н аук Б. И. М А К А Р Е Н К О
1Э
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984
Б Б К 32.85
И37
У Д К 621.317
Предисловие
А вторы *
р. А. Валитов, С. Ф. Дюбко, Б. И. Макаренко, В. М. Кузь­
мичев, В. В. Мернакрн, Б. А. Мурмужев, М. А. Иванов,
Р. П. Быстров, Е. Т. Жуков, А. С. Клейман, Э. Д. Прохоров,
B. М. Светличный, В. Н. Скресанов, В. С. Соловьев,
А. И. Фнсун, В. В. Шмндт
Измерения на миллиметровых и субмиллиметИ 37 ровых волнах: М етоды и тех н и к а/ Р . А. В алитов,
C. Ф. Д ю бко, Б. И. М ак арен ко и др.; П од ред.
Р . А. В али това, Б. И. М а к а р е н к о .— М .; Р ад и о и
связь, 1984. — 296 с., ил. — (И зм ерен и я в электро­
н ике).
в пер.; 1 р. 20 к.
Систематизированы и обобщ ены основные вопросы измерений, их
методы и техника на миллиметровых и субмиллиметровых волнах.
Рассмотрены измерительная аппаратура и устройства: измерительные
генераторы и приемники; линии передач и элементы измерительных
трактов; измерители длин волн, частотных и спектральных характери­
стик сигналов, распределения полей в квазноптических системах,
добротности, мощности, параметров материалов.
Д л я и и ж еи ер н о -тех н и ч ески х рабо тн и ко в, зан и м аю щ и х ся р а з р а б о т ­
кой и прим енением ап п а р ат у р ы в м и ллим етровом и
ди ап азон ах длин волн, а так ж е м ож ет быть полезна аспирантам и
студентам вузов.
ББК 32.85
6Ф0.3
и 2 4 0 3 0 0 0 0 0 0 ^ 83-83
046(01)-84
РедакцноннЗя коллегия:
A. Г. Алексенко, В. В. Батавин, Р. А. Валнтов, Н. В. В асм ьченко, Л . Г. Дубнцкий, Ю. А. Каменецкий, Б. Е. Кинбер,
B. И. Котиков, А. Ф. Котюк, Н. Л. Курбатов, Б. В. Орлов,
В. М. Пролейко, С. В. Свечников, В. Н. Сретенский,
А. М. Храпко, А. М. Чернушенко, Д . Ю. Эйдукас.
Рецензенты:
член-кор. АН УССР Л. Н. Литвиненко, кандидаты
наук А. М. Храпко и Е. И. Сычев.
техн.
Р едакция литературы по электронной технике
©
Издательство «Радио и связь», 1984
У спешное реш ение зад ач одиннадцатой пятилетки,
поставленны х XXVI съездом К П С С , в значительной
м ере определяется использованием последних достиж е­
ний научно-технического
прогресса.
С ущ ественное
значение в этой связи имеет освоение миллиметрового
(М М ) и субмиллиметрового (С Б М ) диапазонов длин
волн, которое интенсивно ведется в последние годы и
откры вает возм ож ности для лучш его и нового реш ения
некоторы х в аж н ы х за д а ч науки, техники и народного
хозяйства. Н аиб олее перспективно применение этих
д и ап азон ов в физике, астрономии, и сследованиях при­
родны х ресурсов, ради олокац ии , ради освязи и биолоО днако освоение диапазонов М М и С Б М волн
п ред ставл яет весьм а своеобразную и слож ную пробле­
му. Н а ч астотах свыш е 100 Г Г ц резко возрастаю т по­
тери энергии в элем ен тах линий передачи и д и эл ект­
риках, сн и ж ается чувствительность
радиоприем ны х
устройств, возрастаю т трудности эффективной гене­
рации колебаний, повы ш аю тся требован ия к точности
изготовления элементов активны х приборов и СВЧ
трактов. Т радиционны е радиоф изические методы по­
строени я ап п аратуры С Б М д и ап азо н а и исследования
ее электродинам ических систем не позволяю т достичь
ж елаем ы х результатов. В связи с этим в М М и С Б М
д и ап азо н ах длин волн использую т к а к методы р ад и о ­
физики, т а к и методы, р азраб о тан н ы е в инф ракрасной
технике и оптике, а так ж е методы квазиоптики.
Д ли н новолн овая ч асть М М д и ап азо н а практически
достаточно хорош о освоена и успеш но осваи вается его
коротковолновая часть. В едутся исследования и р а з р а ­
ботка радиоэлектронны х систем и устройств. С Б М
ди ап азон пока в основном используется для научных
применений.
3
Успехи техники М М и С Б М диапазонов определякуг особую актуальн ость зад ач и
метрологического
обеспечения научных исследовании, разр аб о тк и и экс
плуатации радиоэлектронны х систем и приборов. Д ал ь З ш и й прогресс м ож ет быть достигнут лиш ь при опе^еж ^ю щ ег! развитии методов и средств измерении.
В длинноволновой и частично средневолновой части
М М д и ап азо н а ш ироко использую тся
Р ‘
ний и опыт р азр аб о тк и изм ерительны х приборов санти
м етровы х (С М ) волн. О д н ако по мере укорочения
длины волны все ощ утимее сказы ваю тся специфические
трудности освоения д и ап азон а,
Р
измерительны х за д а ч и часто сниж аю тся достиж им ы е
п оказатели изм ерительны х средств.
В свете излож енного ясно, что необходимо ознако-
волн.
Если отдельны е аспекты техники этих диапазонов
волн освещ ены в известны х книгах, то измерения пока
не были достаточно полно рассмотрены . К ром е того,
полученные в последние годы новые важ н ы е р езу л ь та­
ты отраж ены лиш ь в периодических изданиях, что су­
щ ественно затруд н яет к а к их использование, так и изуж
сущ ества дела. О собенно больш ие трудности
T o L L a m у лиц, приступаю щ их к изучению и ш е р е н и и
в р ассм атриваем ы х диап азон ах, в частности у студе
тов.
В связи с этим в данной книге сд ел ан а попытка
обобщ ить основные вопросы, достигнуты е успехи и
перспективы измерений на М М и С БМ волнаж
С овременное состояние техники и измерении в М М
и С Б М д и апазонах, степень и глубина их п ред ставл е­
ния в публикациях, х арактер излож ен и я м атер и ал а
ограниченны й объем и н азн ачен ие книги обусловили
о п ^ д е л е н н ы е ее особенности. Во-первых, необходимо
было рассм отреть, кром е измерении, некоторы е вопро­
сы собственно техники рассм атриваем ы х диапазонов,
важ н ы е д л я соверш енствования изм ерительной а п п а ­
ратуры . Во-вторых, ж естки е ограничения о б ъем а при
ш ироком круге вопросов, освещ ение которы х п ред­
ставл яется авторам крайне нуж ным, обусловили неооходимость сократить излож ение хорош о известных в
л и тературе вопросов измерений, не имеющих особен­
4
ностей в рассм атриваем ы х д и ап азо н ах волн, и реком ен­
довать в этих условиях читателям источники, где они
детальн о и систематически представлены . В частности,
не рассм атри ваю тся общ ие вопросы измерении, некото­
ры е использую щ иеся к а к в СМ, т а к и в М М д и а п а зо ­
нах методы измерений, изм ерительны е схемы и т. п. Н е
приводится ан ал и з погреш ностей известных методов, не
имеющий сущ ественной специфики, а даю тся лиш ь его
результаты и соответствую щ ие выводы. О бщ ие совре­
менные н ап равлен ия и тенденции р азви ти я измерении,
такие к а к переход от измерений х ар актер и сти к прибо­
ров к измерению х арактери сти к систем и с помощ ью
систем, ком плексн ая автом ати зац и я измерений на осно­
ве Э Ц В М и др., р ассм атри ваю тся лиш ь в их конкрет­
ных проявлениях в соответствую щ их главах.
П о этой ж е причине хар актер излож ен и я м атер и а­
л а в отдельны х гл ав ах и п а р а гр а ф а х различны й. В тех
случаях, когда в л и тературе отсутствует ^ Д ^ т а т о ч н о
подробное рассм отрение специфичных д л я М М и Е Ь М
диапазонов вопросов, они по возм ож ности п ред ставл е­
ны детальнее. В других случаях основное внимание
уделено лиш ь принципиальны м моментам, х ар а к тер и ­
стике общ его состояния проблемы и перспектив.
С хемы и конструктивны е особенности промы ш лен­
ных изм ерительны х приборов сравнительно подробно
приведены только тогда, когда они даю т представление
об особенностях аппаратуры и о достигнутом уровне
их разви тия; не рассмотрены такие вопросы, к а к осо­
бенности промы ш ленной разр або тк и изм ерительны х
приборов, их метрологическое обеспечение, аттестац и я,
особенности эксп луатац и и и т. п., являю щ иеся общими
д л я всего рад и оди ап азон а, и освещ енные подробно в
литературе, а так ж е специальны е вопросы измерений,
наприм ер характерн ы е для спектроскопии и др.
В книге, таки м образом , авторы стрем ились по во з­
мож ности си стем атизированно п редставить основные
методы и средства измерений на М М и С БМ волнах,
имею щ ие интерес к а к д л я научных, т а к и других при­
менений в электронике, и некоторы е связан н ы е с ними
вопросы техники этих диапазонов. Рассм отрены и з­
мерительны е генераторы и приемники; линии передачи
электром агнитной энергии и элементы измерительны х
трактов; изм ерители длин волн, частотны х и спект­
ральны х характеристик, мощ ности, распределения по5
лей в квазноптических системах, добротности, п ар ам ет­
ров С В Ч тр актов и м атери алов. П ри этом основное
внимание уделено разъясн ен и ю идей и принципов по
строения измерительной ап п аратуры , ее особенностей
а та к ж е приведены некоторы е полезны е реком ендации
П ри написании книги использованы .наиболее инте
ресны е литературн ы е источники, труд ы симпозиум ов и
конференций, результаты раб от самих авторов. Ссылки
в тексте в основном относятся к наиболее важ ны м р а ­
ботам, которы е могут о к азаться полезными в качестве
введения к оригинальны м
приоритетным
и сследова­
ниям.
А вторы надею тся, что рассм отрение основных ас­
пектов измерений в электронике на М М и С Б М волнах
будет способствовать в определенной степени более
ш ирокому внедрению в п рактику перспективны х н ауч­
ных резу л ьтато в и методов измерений, а так ж е совер­
ш енствованию обучения студентов.
Г л ав а 1 н ап исан а — Р. А. В алитовы м , С. Ф. Д ю бко,
Б. И. М акарен ко, Э. Д . П рохоровы м , гл. 2 — Р. А. В а ­
литовы м и В. М. С ветличным, § 3.1—3.6, гл. 3 и гл. 4—
В. В. М ериакри и Б. А. М урм уж евы м , § 3.7— М. А. И в а ­
новым и Р. П. Бы стровы м , гл. 5— Р. А. В алитовы м и
A. И. Ф исуном, § 6.1—^6.3, 6.5— А. С. К лейм аном и
B. С. С оловьевы м, § 6.4— А. С. К лейм аном , В. С. С о­
л о в ьевы м и В. В. Ш мидтом, гл. 7 и 8— Р. А. В алитовы м ,
A. И. Фисуном и В. Н. С кресановы м;
гл. 9 —
B. М. К узьм ичевы м; гл. 10— В. В. М ериакри, ч. 1 при­
л ож ен и я I — Е. Т. Ж уковы м , ч. 2 — А. С. К лейманом,
прилож ение II — С. Ф. Д ю бко.
Авторы считаю т своим приятны м долгом вы разить
благодарность
рецензентам
чл.-кор. , АН
УССР
Л . Н. Л итвиненко, кан д и д атам техн. н ау к А. М. Х рап ­
ко и Е. И. Сычеву за ценны е реком ендации и за м е ч а ­
ния, которы е были учтены в окончательной редакции
книги. А вторы с благодарностью примут все зам ечан ия
и п ож елан и я по содерж анию книги, которы е следует
н ап р ав л ять в адрес и здательства
(101000, М осква,
П очтам т, а / я 693).
ГЛАВА
Измерительные генераторы
1.1. Общие сведения
Измерительным генератором называется радиоизмерительиый
прибор, предназиачеииый для генерации элек;грических колебании
заданной формы с заданными значениями параметров [IJ. В прак­
тике измерений измерительные генераторы используются в качестве
источников испытательных сигналов.
В ММ диапазоне длин волн используются измерительные гене­
раторы, которые II, 2] разделяют на генераторы гармонических ко­
лебаний, качающейся частоты и шумовых сигналов.
Самым распростраиенным типом измерительных генераторов
являются генераторы гармонических колебаний. Они применяются
для питания измерительных схем, измерения параметров сигналов
методами сравнения, для исследоваиия, настройки и испытании
радиоэлектронной аппаратуры и т. п. Эти измерительные генераторы
предиазначаются для получения сигналов вида
С регулируемыми и в ряде случаен контролируемыми частотой и амплитудой (мощностью), в них обычно предусматривается возмож­
ность работы в режиме как иемодулироваиных колебаний, так и
модуляции (амплитудной, частотной и периодической последова­
тельностью прямоугольных импульсов). Модуляция может осущест­
вляться как от внутреннего (встроенного), так и от внешнего источ­
ника модулирующего сигнала.
В СМ диапазоне воли, как известно, генераторы гармонических
колебаний разделяют на генераторы сигналов и генераторы стан­
дартных сигналов [1, 2]. Генераторы стандартных сигналов имеют
более высокие стабильность частоты и точность калибровки выход­
ной мощности. Мощность на выходе генераторов стандартных сиг­
налов меньше, чем мощность генераторов сигналов, однако они мо­
гут регулироваться по мощности в весьма широких пределах: от
10->* Вт до десятых долей ватта. Выходная мощность генераторов
сигналов обычно составляет от единиц милливатта до долей ватта.
В ММ диапазоне волн в настоящее время выпускаются только ге­
нераторы сигналов.
Генераторы качающейся частоты (ГКЧ), которые в зарубеж­
ной литературе называются свип-генераторами, входят в состав
панорамных измерителей S -параметров, а также используются в
автоматизированных измерительных системах и при исследованиях
и настройке радиоэлектронной аппаратуры и систем. Эти генерато­
ры обычно имеют максимальную полосу качания частоты, равную
диапазону частот генератора, а минимальную — около 1 ,о от мак­
симальной частоты их диапазона и могут работать в режимах: руч­
ной перестройки и качания частоты; автоматического периодичес­
кого качания частоты; перестройки частоты аналоговыми и кодо­
выми сигналами.
В настоящее время в ММ диапазоне намечается тенденция
использоваиия в роли генераторов качающейся частоты синтезато­
ров частоты с программным управлением.
Генераторы шумовых сигналов — это измерительные генераторы,
вырабатывающие флуктуационные напряжения с определенными
вероятностными характеристиками. Эти генераторы представляют
собой особый тип измерительных генераторов, создающих на
внешней нагрузке сигнал заранее неизвестной (случайной) формы.
Обычно известны вероятностные характеристики этого сигнала —
закон распределения, корреляционная функция или спектральная
плотность мощности н др. Такие генераторы применяются прн из­
мерении коэффициента шума радиоприемных устройств, при иссле­
довании помехоустойчивости и т. п. и чаще всего входят в состав
соответствующих измерительных приборов.
В некоторых случаях измерительные генераторы или генератор­
ные установки выполняются не в виде самостоятельных приборов,
а входят (в виде встроенных устройств) в состав более сложных
измерительных устройств или систем [1, 3].
В ММ диапазоне волн для обслуживания определенных радио­
электронных систем, кроме измерительных генераторов, разрабаты­
ваются и выпускаются специальные (сервисные) измерительные
приборы узкого назначения, в состав которых могут входить гене­
раторы.
В СБМ диапазоне волн в настоящее время у нас в стране и
за рубежом пока не выпускаются измерительные генераторы. Для
проведения экспериментов и измерений в СБМ диапазоне, а в не­
которых случаях и в ММ диапазоне создаются специальные изме­
рительные генераторы в соответствии с требованиями, которые
обусловливаются целями и задачами экспериментов и измерений.
В качестве автогенераторов в этих установках могут использовать­
ся все типы электровакуумных и полупроводниковых приборов, а
также квантовые генераторы, работающие в рассматриваемых диа­
пазонах волн [3, 6, 7, 9],
В настоящее время промышленность выпускает некоторые ти­
пы источников питания, пригодных для клистронных генераторов,
ЛБВ и ЛОВ ММ и СБМ диапазонов волн. На основе клистронов,
ЛОВ и ЛБВ ММ и СБМ диапазонов, источников питания и типо­
вых пассивных измерительных устройств могут собираться про­
стейшие генераторы для выполнения экспериментов и измерений.
При выборе прибора для проведения конкретного измерения
основную роль играют его метрологические характеристики (харак­
теристики свойств средства измерения), оказывающие влияние на
результаты и погрешности измерений. К основным метрологическим
характеристикам измерительных генераторов гармонических сигна­
лов относятся:
диапазоны возможного изменения параметров выходных сиг­
налов, определяемые минимальными и максимальными значениями,
которые могут быть установлены (диапазоны частот, изменения
мощности на выходе и т. п .);
погрешность установки и степень нестабильности параметров
выходного сигнала (погрешности установки частоты и мощности,
допустимая нестабильность или уход частоты, допустимая пара­
зитная модуляция и др.).
Метрологическими характеристиками генераторов шумовых сиг­
налов являются: спектр шума, допустимая неравномерность спект­
ральной плотности мощности шума; пределы изменения мощности
выходного сигнала (или наибольший уровень).
Измерительные генераторы должны также соответствовать
ряду общих для радиоизмерительных приборов (РИП) требований,
предъявляемых к шкалам и отсчетным устройствам, к электропита­
нию приборов, к времени установления режимов и продолжитель­
ности включения; к органам управления и контроля, уровню авто­
матизации измерений; к надписям, обозначениям; к покрытию, ок­
раске и пр.
К измерительным генераторам ММ и СБМ диапазона различно­
го вида предъявляются некоторые специфические требования, кото­
рые будут освещены при рассмотрении соответствующих видов
генераторов.
Метрологические характеристики генераторов ММ и СБМ
диапазонов в основном определяются теми же факторами, которые
действуют и в более длинноволновых диапазонах и детально иссле­
дованы [1]. Сложности достижения требуемых
метрологических
характеристик в рассматриваемых диапазонах, как правило, воз­
растают, что связано с особенностями этих диапазонов и их тех­
ники [3], которые определяют и особенности измерительных генера­
торов (см. §1.2). Измерительные генераторы в рассматриваемых
диапазонах развиваются и осваиваются промышленностью сущест­
венно быстрее, чем другие виды радиоизмерительных приборов
(РИ П ).
1.2. Принципы построения и особенности измеритель­
ных генераторов ММ и СБМ диапазонов длин волн
В М М диап азон е длин волн типовые изм еритель­
ные генераторы , к а к и вообщ е Р И П , в основном со зд а­
вались путем м оделирования приборов СМ диапазона.
При это.м н аб лю д ал ась тенденция упрощ ения вы соко­
частотного тр ак та. В качестве основной линии п ер ед а­
чи электром агнитной энергии до настоящ его времени
в измерительны х генераторах используется
ста н д ар т­
ный одноволновы й м еталлический прямоугольны й вол­
новод.
В ы сокочастотны е тракты измерительны х ген ерато­
ров С Б М д и ап азо н а долж ны
будут, к а к правило,
строиться на основе использования
квазноптических
линий передачи электром агнитной энергии
[3] (см.
гл. 3 ). С оответственно все элементы высокочастотного
тр ак та (см. гл. 4) так ж е будут квазиоптическими уст­
ройствам и, что в основном и будет оп ределять особен­
ности изм ерительны х генераторов С Б М
диап азон а
волн.
П ока отсутствует выпуск типовых измерительны х
генераторов коротковолновой части М М и всего С Б М
д и ап азон а волн. И звестно значительное число л а б о р а ­
торных измерительны х генераторов и установок, в со­
став которы х входят генераторы д ля научных иссле­
дований в рассм атриваем ы х диап азо н ах [3, 11, 12].
И зм ерительны м генераторам лаб ораторн ы х установок
9
с
высокими
метрологическими
характери сти кам и
ГЗ 11, 12] присущ и вы сокая стабильность частоты |,3J,
точный контроль частоты и мощ ности.
П ринципы построения типовы х изм ерительны х гене­
раторов М М д и ап азо н а в основном аналогичны прин­
ципам построения соответствую щ их приборов СМ д и а ­
пазона.
Д ости ж и м ы е п оказател и изм ерительны х ген ерато­
ров, к а к и вообщ е всех Р И П , оп ределяю тся аозм ож костям и техники М М и С БМ волн которы е достаточ­
но полно о х арактери зован ы в [3, 4, 9] и частично в по
следую щ их главах.
Основой всех изм ерительны х генераторов являю тся
источники сигналов М М и С Б М воли. Больш ой, в ряде
случаев определяю щ ий в к л а д в созд ан и е и соверш енст­
вование когерентны х источников сигналов
(ген ерато­
ров) М М и С Б М воли внесли и вносят советские уче­
ные Н. Г. Б асов, А. М. П рохоров
Н. Д . Д есятков,
А. В. Гапонов, М. Б. Голант, А^ А. Н ^гирев, А. Я. Уси­
ков В. П. Ш естопалов,, Л . Г. Г ассаиов, И. Д- Трутень,
Г. Я. Л евин, А. С. Т агер, Г. Д . Богом олов, Ф. С. Русии
и многие другие [3, 7— 9, 13, 14].
В раб о тах [3, 4, 9, 10] приведена соответствую щ ая
библи ограф и я, в систем атизированном и обобщ енном
виде освещ ены принцип действия, основные особен­
ности, х арактери сти ки и достиж им ы е п оказател и гене­
р аторов, усилителей и ум нож ителей частоты
ММ и
С Б М волн. Это позволяет в данной главе не р ас см а т­
р и вать подробно достаточно освещ енны е в указан н ь1х
р аб о тах вопросы по ген ераторам М М и С Б М д и а п а зо ­
нов радиоволн. О достиж ениях
7 0 -х ^ н ач ал а
80-х
годов соответственно по разновидностям генераторов
читатели могут найти необходимы е сведения: по л а м ­
пам обратной волны
(Л О В ) и их разновидностям в
ГЗ 5 6 8 - 1 0 ] ; по Л Б В - в [9, 10]; по ген ераторам ,
основанны м на использовании диф ракционного и зл у­
чения,— в [7— 9 ];
по клистронны м
ген ераторам — в
Г8 10]- по м агнетронны м ген ераторам — в [5, 9, Ю ];
по плазм енны м приборам — в [9, 10]; по квантовы м
п р и б о р а м -в [9 - 3 ];
по квази кван товы м приборам
(м азер ам иа циклотронном резонансе) — в |1 0 , 31J, по
полупроводниковым приборам
в
- “ Л по У м но­
ж и т е л я м частоты
(генераторам
гар м они к )— в (lu j,
10
Р
N
Вт-
\— I
10
200
r-J
120
100
Г
-Л
50.
Г
"
I
1
1.I
1200
250
1
SQQ
800
375
800
т
Ш
750
200 Х.мкм
/S00 7, ГГц
В)
РИС. м . Зависимость достигнутой выходкой мощности ге­
нераторов ММ волн от длины волны (а) и гистограмма ли­
ний генерации СБМ лазеров (б):
1 — ЛОВ
<0»;
2 — отражательны е
клистроны;
3 — ГДИ;
4—
Г Л П Д (импульсный реж им ); 5 — генераторы иа д и о д а х с м е а д о линиым переносом (импульсный реж им ); б — генераторы иа Л П Д ;
7 — генераторы иа д и о д а х с междолиииым переносом; 8 — прямоя р о л ет к ы е кли строн ы ; 9 — ЛБВ; /О — м агн етрон ы (и м п ульсны п рс
ж и м );
— м азеры на циклотрон ном резон ан се
по источникам излучения, основанны м на м етодах р е­
лятивистской электроники, в [31].
В целом достигнуты больш ие успехи в соверш енст­
вовании генераторов М М и С Б М волн [10].
Н а рис. 1. 1,а п о казан а зависим ость достигнутой вы ­
ходной мощ ности генераторов различны х типов в з а ­
висимости от длины волн (ч астоты ), из которой ясно
м есто различны х генераторов в радиоизм ерительнои
технике, радиоизм ерительны х систем ах и в общ ем п л а ­
не современное состояние дел с генерированием ко л еб а­
ний в М М и С Б М д и ап азо н ах волн.
К ген ераторам м алой и средней мощ ности, которые,
к а к правило, находят применение в изм ерительны х ге­
н ер ато р ах и лаб о раторн ы х изм ерительны х установках,
отн осятся о тр аж ател ьн ы е клистроны , Л О В
троны, генераторы диф ракционного излучения ( Г Д И ) ,
полупроводниковы е генераторы и квантовы е приборы.
Клистроны традиционно находили и находят применение в из­
мерительной технике благодаря своим известным достоинствам [iOJ,
основным из которых в ММ диапазоне является (по сравнению
с другими электронными приборами) низкий уровень шумов и срав­
нительно высокая стабильность частоты. Промышленный выпуск
клистронов осуществляется на частоты до 220 ГГц. В измеритель­
ных генераторах ММ диапазона отражательные клистроны (в связи
с ухудшением их характеристик по мере увеличения частоты) усту­
пают место ЛОВ и все больше — полупроводниковым генераторам.
ЛОВ «о» мм и СБМ диапазонов. Их характеристики доста­
точно полно освещены в [3, 5, 6]. В измерительной аппаратуре в
основном находят применение маломощные ЛОВ «О», которые ра­
ботают во всем ММ и в СБМ диапазоне, вплоть до длин волн
О 3 мм, и генерируют мощности от единиц до сотен милливатт при
рабочих напряжениях от 0,1 до 6,5 кВ и токах коллектора до оО мА.
Диапазон электронной перестройки ЛОВ «О» рассматриваемых
диапазонов — до 70% при крутизне 20—25 М Гц/В и скорости пере­
стройки до 40 ГГц/мкс.
Недостатками ЛОВ «О», особенно существенными для приме­
нения их в измерительных приборах, является нелинейная зависи­
мость частоты от напряжения и значительные перепады мощности
по диапазону — до 20 дБ. В связи с более высокой крутизной
электронной перестройки ЛОВ «О» по сравнению с клистронами
при прочих равных условиях их долговременная нестабильность и
паразитная модуляция выше, чем у клистронов, что обусловливает
более жесткие требования к стабилизации их источников питания
и снижению уровня пульсаций напряжеиня.
ЛОВ обладают высокими показателями, что обусловливает их
широкое применение в измерительных генераторах, особенно в
ГКЧ Очевидно по мере совершенствования полупроводниковых ге­
нераторов ЛОВ «О» будут постепенно ими вытесняться в измери­
тельной технике ММ диапазона, в то время как в СБМ диапазоне
они являются н в ближайшем будущем наиболее приемлемыми для
цепей измерения генераторами.
12
Генераторы, основанные на использовании дифракционного из­
лучении (ГДИ ) [3, 7, 8] пока не находят применения в ссрииных
измерительных приборах, несмотря иа возможность достижения
высоких метрологических характеристик “^мерительных генераторо
на их основе, в том числе высокой стабильности частоты. В пер
вую очередь это связано с присущими им большой
мощностью, пока малым сроком службы и необходимостью “оД '
ного охлаждения. Следует ожидать, что по мере их
вания, они найдут более широкое применение в измерениях,
п р
вую очередь в СБМ диапазоне воли.
П олупроводниковы е приборы н аходят все больш ее
применение в изм ерительной технике, в том числе и в
ММ диапазоне. В изм ерительны х ген ер ато р ах наиболее
ш ироко долж ны и спользоваться генераторы на тр ан зи ­
сторах, лавинно-пролетны х диодах (Л П Д ) и диодах
Г ан н а, умнож ители частоты на в ар ак то р ах , диодах с
накоплением за р я д а
(Д Н З ) , Л П Д и диодах Г анна.
В связи с бурным развитием полупроводниковы х при­
боров, их перспективностью для применения в средст­
вах измерения п ред ставляется целесообразны м не­
сколько подробнее остановиться
на характери сти ке
этих приборов.
Генераторы и усилители на полевых транзисторах могут быть
разработаны в 8-мм диапазоне (на основе структур металл — оки­
сел — полупроводник и металл — диэлектрик — полупроводник) н
найти широкое применение в измерительных генераторах и прибо­
рах благодаря, в первую очередь, низкому по сравнению с генера­
торами иа диодах Ганна и на лавинно-пролетных диодах уровню
шумов Очевидно, генераторы и усилители на полевых транзисторах
в длинно-волновой части ММ диапазона будут строиться на основе
схем и конструкций, использующихся в с м диапазоне.
Генераторы на туннельных диодах (ГТД) в связи с весьма ог­
раниченной мощностью (единицы микроватт) не находят применения
в измерительных генераторах.
,т-пгтгт\
Генераторы на лавиино-пролетных диодах (Г Л П Д ), создание
которых связано с открытием в 1959 г. А. С. Тагером и его сот­
рудниками лавинно-пролетного эффекта, являются сенчас °Дними
из наиболее перспективных полупроводниковых генераторов в ММ
и длинноволновой части СБМ диапазонов, характеризующихся
наибольшими мощностью и частотой генерации (см. рис. 1.1,0 ) (lu j.
Собственно Л П Д могут иметь различную структуру (структуры
Рида, Мисавы, двухпролетный Л П Д, Л П Д с барьером Шотки) и
работать в различных режимах (14].
Основными направлениями исследовании по совершенствованию
ГЛПД являются: увеличение максимальных частот генерации коле­
баний в область СБМ воли, КПД, выходной мощности (в непрепывном и импульсном режимах), диапазона перестройки; долго­
вечности и надежности; улучшения шумовых характеристик, ста­
бильности частоты. Промышленный выпуск генераторов на Л11Д
освоен в диапазоне от единиц до 160 ГГц. В (15] показано, что
Л П Д с узкой пролетной областью, в которой лавинное умножение
уступает место инжекции за счет туннелирования носителей заряда,
13
,ияцриия максимальной частоты колебаний генераторов иа диодах
могут работать на частотах свыше 100 ГГц с низким уровнем шума
(в настоящее время получена генерация на частоте 196 ГГц). Уве­
личение максимальной частоты генерации возможно также за счет
использоваиия гармоник основной частоты. В настоящее время мак­
симально достигнутая частота генерации ГЛП Д составляет 430 ГГц.
Важными характеристиками ГЛПД, в особеииости для исполь­
зоваиия их в измерительных генераторах, являются диапазон пере­
стройки и возможности осуществления модуляции. В генераторах
иа Л П Д используют механическую и электрическую перестройку
по частоте. Механическая перестройка имеет ограниченный ж из­
ненный цикл и возможна в широких пределах (до октавы), однако
она обладает большой инерционностью и сопровождается уменьше­
нием добротности резонатора. Электрическая перестройка возмож­
на путем изменения напряжения (тока) смещения, с помощью варактора или СВЧ феррита, чаще железо-иттриевого граната (Ж И Г).
Максимальные изменения частоты получены за счет изменения тока
(смещения), например, в лабораторных генераторах получена пере­
стройка до 40% в диапазоне частот 40—75 ГГц (перестройка со­
ставляла 18—24 ГГц) при изменении мощности от 1—3 мВт до
100— 150 мВт. Недостатками этого вида перестройкн являются
значительное изменение тока и уровня выходной мощности в рабо­
чем диапазоне.
В лабораторных генераторах на Л П Д перестройка частоты с
помощью варактора составляет 20—27% в диапазоне частот
30 ГГц при изменении мощности в иескблько раз. Скорость варакторной перестройки 1 ГГц/мкс. Перестройка генераторов с помощью
СВЧ ферритов имеет недостатки по сравнению с варакторной; она
более инерционна (скорость перестройки 1 ГГц/мс), тре(бует источ­
ника питания со значительным током. Тем не менее она привлекает
внимаине в связи с возможностью широкой линейной перестройки
частоты генераторов. Возможности электрической перестройки опре­
деляют и возможности прямого метода осуществления частотной мо­
дуляции.
К недостаткам ГЛ П Д следует отнести больший, чем у других
полупроводниковых генераторов уровень шумов (уровень амплитуд­
ных шумов иа 10—20 дБ, а частотных — иа 20— 40 дБ больше по
сравнеиню с отражательными клистронами). При оптимизации
конструкции Л П Д, использовании различных способов стабилиза­
ции частоты амплитудные и частотные шумы генератора уменьша­
ются н для лучших маломощных образцов могут приближаться к
шумам отражательного клистрона и приборов с междолинным пере­
носом электронов (17]. Наиболее простой является стабилизация
частоты с помощью высокодобротиого и высокоэталониого объем­
ного или открытого резонатора, обеспечивающая повышенне стабнльностн частоты иа одни — три порядка.
Возможности ГЛ П Д не исчерпаны, и эти генераторы будут,
очевидно еще шире применяться в измерительных генераторах.
Генераторы на диодах, основанных на эффекте междолиииого
переноса электронов, получивших в литературе наименование дио­
дов Ганиа, также являются перспективными в ММ диапазоне гене­
ратора несмотря на то, что по мощности и максимальной частоте
генемции они уступают ГЛПД. Основным достоинством генерато­
ров на диодах Ганна (ГДГ) при использовании их в измеритель­
ных генераторах является существенно более низкии уровень шу­
мов по сравнению с ГЛПД. В настоящее время осуществляется
промышленный выпуск ГДГ на частоты до 65 ГГц. Теоретические
14
Га арееи и д а “
(G a A s)
в им пульсном оди очаетоти ом р е ™
ППИ темпеоатуре 300 К составляют около 150 ГГц, в непрерывном
о^оло Т20^Гц". а в двухчаетотиых
прерывной генерации соответственно 180 н 150 1 1Ц UOJ.
П роблемы , решаемые при разработке
в цм ом те ж
«
Л °п Т А . i p e .
частоте выше предельной. В двухчастотных режимах
помощью ГД
необходимо сформировать
л ом по сравнению с G aA s,
Й ёш Т х гар м о н и ках и
Д?я
Г А г Ь % . V x L . 4. c S *
роком диапазоне частот в Р” ™
^
Т - Г з Г f e - p « ,p Z ;
личиваетси. Предполагает­
ся, А Г Г Г а з Г Т а ^ Г т ^ Р ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^ ^
е междолинным
«
шено влияние паразитных
варакА
диапазоне 26—
'п р Г ^ Т в А "
но мало. Таким спда^ом возможна
^ ..2 Г Г г Л П Д
пренмущест-
Ч асотн ая м о.ул .ц и я ГДГ о с ,я .« з .
Г о о Г Х Г » ”е
™ ' . . и “ » ь и ь .з
харантернстн. .я од а:
» .,.р и з 1У
ла, качества контактов, состояния поверхности и 1. д.
ММ диа­
пазоне частотные шумы ГДГ при расстройках от несущей 100 кГц,
1 и 10 МГц соответственно составляют — 100, — 120 н — (140—
150) дБ. Применение методов стабнлнзацнн частоты позволяет су­
щественно снизить уровень шумов ГДГ. По шумовым характеристи­
кам ГДГ в целом имеют преимущества по сравнению с генератораИспользование схем суммирования мощности ГЛ П Д и ГДГ
позволяет получать большие мощности, снизить уровни шумов
[10, 15]. В настоящее время исследования и работы по созданию
приборов на основе эффекта междолинного переноса электронов н
лавинно-пролетного эффекта продолжаются, что, как показывают
прогнозы, позволит улучшить их основные характефистнки. Продол­
жаются поиски и других способов и механизмов генерирования СВЧ
колебаний в коротковолновой части ММ и СБМ диапазонов. Воз­
можно, в коротковолновой части ММ диапазона и в СБМ диапазо­
не смогут быть созданы приборы, использующие туннельную эмис­
сию горячих электронов в сочетании с пролетными явлениями. Пер­
спективным представляется использование режима колеб^аний в при­
борах с междолинным переносом электронов, который позволяет
надеяться достичь по сравнению с идеализированным ОНОЗ режи­
мом более высоких частот генерации в диапазоне 200 — 350 ГГц и
реализуется в приборах с расстоянием от анода до катода, сравни­
мым с длиной свободного пробега электронов.
Конструктивно ГЛ П Д и ГДГ выполняются как в виде гибриднопленочных схем, так и волноводных конструкций. Имеется большое
разнообразие конструкций этих генераторов [10, 14, 15, 17].
Наблюдается тенденция замены электровакуумных генератор­
ных приборов в измерительных генераторах на ГЛ П Д и ГДГ, что
связано прежде всего с нх более высокими надежностью и долго­
вечностью (среднее время наработки на отказ 10'*
ГЛПД н прогнозируемый срок службы около 10^ ч для Г Д Г ), хо­
рошими массогабаритнымн показателями и совместимостью с мнкроминнатюрнымн конструкциями, лучшими энергетическими показате­
лями в некоторых случаях и низкими питающими напряженнямн.
Пока измерительные генераторы на ГЛП Д выпускаются на ча­
стоты до частот около 164 ГГц, а на ГДГ — около 60 1Гц. По ме­
ре совершенствования этих генераторов их частотный предел и
удельный вес применения в измерительных генераторах будут бе­
зусловно увеличиваться.
Молекулярные лазеры СБМ диапазона длин волн.
Ч астотны й предел С Б М Л О Б ограничен^^ и их
теристики ухудш аю тся в коротковолновой части С Б М
д и ап азо н а (см. рис. 1.1). В этой связи в д и ап азон е
длин волн короче 0,3 м м единственны ми приемлемы ми
д л я практики измерений источниками генерации явля, ются м олекулярны е лазеры (газо р азр яд н ы е и с опти­
ческой н акачко й ). Н есм отря на больш ое число п убл и ка­
ций в последние годы по С Б М л азер ам отсутствую т
доступны е для ш ирокого круга читателей источники,
где в удобном виде кратко охарактери зован ы свойст­
ва, возмож ности этих генераторов и обобщ ены послед­
16
ние достиж ения. В этой связи в данной книге пред­
ставл яется целесообразны м уделить этим приборам
особое внимание.
Газоразрядные лазеры на молекулах HjO, D2O, HCN, DCN,
SO 2 , H2S позволяют генерировать колебания в непрерывном ре^жнме
на сравнительно небольшом числе длин волн в диапазоне 337 —
30 мкм (см. табл. 1.1) прн мощности от сотен микроватт до 0,1 Вт.
Т а б л и ц а 1.1. Характ ерист ики га зо р а зр я д н ы х л а зер о в
С Б М диапазона (см . также прилож ение II)
Химическая
формула рабо­
чей молекулы
X, мкм
f. МГц
28
78
79
10718 068,3
3 821 771,3
3 790 474,5
_
HjO
D2O
HCN
ECN
SO2
118
220
73
84
108
171,6
311
337
372
189,95
190,01
194,7
194,76
204
192,67
140,85
_
2 527 952,0
1 361 282,6
4 120 984,3
3 557 147,4
2 783 066,6
964 313,4
890 760,2
_
--
1 578 279
1 577 789
1 539 745
1 539 257
1 466 787
—
Длина ла­
зера, м
Р В-.,.,,
мВт
ЫХ’
8
1
8
8
8
3
3
3
8
3
3
2 ,5
2—2 ,5
0,47
3
3
—
3
—
—
2 ,5
2 ,5
150
0 ,2
40
15
20
6
0 ,5
3
40
2
1
30
100—130
3
0 ,3
160
—
250
—
0 ,3
] ,5
Газоразрядные лазеры — сравнительно простые устройства н
доступны для изготовления собственными силами небольших групп
исследователей. Они, как правило, имеют большие габариты (их дли­
на достигает несколько метров). Потребляемая ими мощность часто
превышает 1 кВт. Эти лазеры не могут длительное время работать
без прокачки рабочей смеси газов н требуют периодической очистки
разрядной трубы (это в меньшей степени касается лазеров на парах
воды). Все это ведет к тому, что, в сущности, такой генератор нзлучення превращается в довольно громоздкую установку, включаюитую в свой состав мощный источник питания, систему охлаждения,
форвакуумный нанос, систему напуска газовой смеси и газоразряд­
ную ячейку с резонатором. Тем не менее, благодаря простоте н вы­
сокой надежности, газоразрядные лазеры нашли широкое прнмененне на практике и до сих пор ведутся работы по улучшению их ха­
рактеристик. Наибольшее распространенне получил HLN-лазер, ге2 — 3188
нерирующий колебания с длиной волны 337 мкм. В работе [18] по­
казано, что накачка высокочастотным разрядом позволяет заметно
повысить монохроматичность излучения и К П Д такого лазера.
Исследования показали, что ширина линии излучения HCN-лазера в основном определяется флуктуациями коэффициента прелом­
ления газоразрядной плазмы. При разряде на постоянном токе ши­
рина линии излучения достигает 3 0 — 100 кГц, а при высокочастот­
ном разряде может быть менее 100 Гц (18}. Долговременная ста­
бильность частоты лазера в основном определяется стабильностью
длины резонатора. Применение совместно параметрической стабили­
зации частоты и стабилизации частоты с помощью АПЧ по вершине
линии усиления позволяет достичь долговременной стабильности
\Q -^__ 10-®. Несколько лучшая стабильность частоты HCN-лазера мо­
жет быть получена с системой АПЧ по вершине линии поглощения
в газе C2H2F2. В работе (19] показана возможность «привязки» ча­
стоты HCN-лазера с использованием системы ФАП к частоте цезие­
вого стандарта. При этом получена долговременная стабильность
частоты, равнаи стабильности частоты стандарта частоты.
Диапазон частотной перестройки газовых лазеров достигает не­
скольких мегагерц. Медленная частотная модуляция получается при
механическом переммцении зеркала резонатора. Сравнительно быст­
рая частотная перестройка в значительно меньших пределах дости­
гается модуляцией разрядного тока. Поляризация излучения газо­
разрядных лазеров линейна, если излучающий переход происходит
по правилам отбора Д / = ± 1 (например, переходы HCN-лазера). В
резонаторах со сплошными металлическими Зеркалами положение
плоскости поляризации неопределенное. Для стабилизации плоскости
поляризации одно из зеркал резонатора выполняют в виде одномер­
ной проволочной решетки. Другим достоинством данного способа
развязки является то, что при этом достигается минимальная рас­
ходимость волнового пучка.
Если же излучающий переход происходит по правилу отбора
д / = 0 (например, большинство переходов Н2 0 -лазера), то поляри­
зация излучения будет круговой. Авторы работы [20] обнаружили,
что даж е небольшая поляризационная анизотропия одного из зеркал
резонатора ведет к расщеплению циркулярно-поляризованнои волны
на две ортогонально-поляризованные волны, излучаемые на одной
моде с разносом частот, достигающим десятков килогерц. Этот ре­
жим генерации впоследствии был с успехом использован авторами
работы [20] для построения интерферометров с переносом в радио­
диапазон информации об изменении фазы волны,
зондирующей
"■"^^Исследования газоразрядных лазеров, проведенные в течение
последних десяти лет, к сожалению, не привели ии к обнаружению
новых, пригодных дли работы молекул, ни к выявлению новых ли­
ний генерации на используемых молекулах, ни к существенному
улучшению К П Д лазеров по сравнению с соответствующими зиачеL L h, полученными к началу 1969 г. Объясняется это, в первую
очередь, особенностями механизма получения инверсии с использо­
ванием тлеющего разряда. В основе его лежит то обстоятельство,
что деформационные типы колебании трехатомных молекул релаксируют быстрее по сравнению с валентными, что и ведет к возник­
новению инверсии между колебателшыми модами даж е при иесмективной накачке (тлеющий разряд). Однако наличие инверсии между
колебательными модами с близкими энергиями не позволяет полу­
чить лазерный эффект в СБМ диапазоне, так как вероятность вра18
Ж щательно-колебательных переходов в этом случае весьма невелика.
•^ 'О н а может резко (на много порядков) возрастать для переходов,
энергетические уровни которых подвержены действию случайных
возмущений.
Такие возмущении имеют место, когда энергетические враща­
тельные уровни, принадлежащие различным колебательным модам,
близки по энергиям, имеют одинаковую четность и одинаковое кван­
товое число ( / ) . Так как энергия накачки расходуется на возбуж­
дение огромного числа вращательно-колебательных состоянии мо­
лекулы, а инвертированными оказываются только некоторые пере­
ходы то КПД СМБ газоразрядных лазеров оказывается весьма
низким, порядка 1 0 -* — 10-®. Описанный механизм возникновения
инверсии в тлеющем разряде действует только для небольшого чис­
ла легких трехатомных молекул. С увеличением веса трехатомных
молекул и числа атомов в молекулах расстояния между колебательными уровнями уменьшаются, скорость колебательной релакацин
растет и создание инверсии в тлеющем разряде затрудняется. Выити
из этого затруднительного положения можно, переходя к селектив­
ному возбуждению отдельных вращательно-колебательных переходов
с целью получения инверсии вращательных переходов. Удоб­
ным методом селективного возбуждения вращательно-колебательных
переходов является оптическая накачка газа мощным излучением
ИК лазера.
_ ,
При совпадении частоты излучения такого лазера с частотой од ­
ного из многочисленных вращательио-колебательных переходов мно­
гоатомных молекул и насыщении этого перехода д^тигается инвер­
сия чисто вращательных переходов, имеющих общий уровень с пере­
ходом накачки. Если молекула имеет дипольнын момент, то на ча­
стотах инвертированных вращательных переходов в газе возможно
усиление. Основные массивы частот вращательных спектров молекул
С небольшим числом атомов расположены в СБМ диапазоне длин
волн.
Принцип построения СБМ лазера с оптической на­
качкой (Л О Н ) был сф орм улирован в работе Н. Г. Б а ­
сова и В. С. Л етохова в 1969 г. [2 1 ], а первый дейст­
вующий по так ой схеме С Н зР -лазер был продем онст­
рирован Ч ангом и Б ридж есом год спустя [2 2 ]. Д л я
накачки и сп ользовался импульсный С О г-лазер.
В период 1971— 1972 гг. к излучению Л О Н к ак в
наш ей стран е, т а к и за рубеж ом приступили исследо­
ватели, имею щ ие опыт работы в диап азон е С Б М и И К
волн. Н а ранних этап ах исследований Л О Н одно из
главны х направлений было связан о с поиском подходя­
щих газов и изучением спектрального состава л азе р н о ­
го излучения. К концу 1978 г. общкг,;к усилиям и ис­
следователей было откры то свы ш е 1500 линий ген ера­
ции в д и ап азон е длин волн 2500— 50 мкм, а число
рабочих молекул бы ло доведено до 60.
Г и стограм м а (рис. 1.1, б) п оказы вает число линий
генерации {N) Л О Н в каж д ом интервале длин волн.
2*
19
П олуж ирны е верти кальн ы е линии о тр аж аю т достигну­
тую м аксим альную мощ ность в стационарном реж им е
в соответствую щ ем и нтервале длин волн.
Д л я каж д о й откры той линии генерации изм ерена
дли н а волны, интенсивность и п оляри зац ия излучения,
однозначно идентиф ицированы соответствую щ ие пере­
ходы источника накачки. Почти для 500 линий прове­
дено изм ерение частоты излучения, что сущ ественно
расш ирило возм ож ности применения Л О Н в научных
исследованиях. С ведения о таких линиях, полученные
к концу 1978 г., наиболее полно отраж ен ы в [23], а
более поздние данны е сведены в таблицы , составленны е
авторам и работы [24].
Б л аго д ар я высокой селективности н акачки и б оль­
шим значениям дипольны х моментов переходов ак ти в ­
ные среды Л О Н о б лад аю т высоким коэффициентом
усиления: 0,3— 3 д Б /м — в непрерывном реж им е, и 20—
80 д Б /м — в импульсном при н акачке мощ ным им пульс­
ным СОг-лазеро-м. Это п озволяет
получить
при
сравнительно небольш их габ ар и тах (длина л азе р а око­
ло 1— 2
м) мощ ности до 400 мВ т в непрерывном р еж и ­
ме (при
мощ ности н акачки 60 Вт на волне 118 мкм) и
несколько м егаватт в импульсном (N H 3 и О гО -лазеры ).
Эти цифры х ар актери зую т рекордны е результаты , д о ­
стигнутые на наиболее интенсивных л азерны х перехо­
дах.
В СБМ ЛОН, работающих в непрерывном режиме, максималь­
ный КП Д
преобразовании энергии накачки в энергиюСБ.М излуче­
ния не превышает 0,5 сос/сон (сос — частота сигнала, сов — частота
накачки). КП Д преобразовании энергии накачки в энергию СБМ из­
лучения на практике значительно ниже предельного. Б лучшем слу­
чае, когда переход накачки характеризуется большим поглощением
(порядка 0,1 см“ '), а среда — большой скоростью колебательной
релаксации, например дли НСООН-лазера, при оптимизации развяз­
ки по СБМ сигналу удаетси получить эффективность преобразова­
нии до 30% от предельного значения. Особенность СБМ ЛОН заключаетси в том, что в отличий от ЛОБ и лавинно-пролетных дио­
дов эффективность преобразовании возрастает с укорочением длины
волны. Таким образом, в дальней ИК и коротковолновой части СБМ
диапазона в ближайшее времи можно ожидать получении мощности
в непрерывном режиме до 1 Бт.
Дли ЛОН, работающих в импульсном режиме, энергетически бо­
лее выгодным ивлиетси римановский режим работы, когда в канале
накачки имеетси расстройка, превышающаи ширину линнн. Б этом
режиме КПД может достигать квантового, тогда как в режиме сту­
пенчатых переходов предельно достижимое значение К П Д в два ра­
за меньше. Кроме того, в рамановском режиме легко достнгаетси
перестройка частоты лазера в пределах единиц гигагерц.
20
Частота непрерывного СБМ ЛОН может перестраиватьси путем
перестройки частоты резонатора в пределах контура линии усилении
активной среды. Ширина линии усилении обычно лежит в пределах
1 — 5 МГц. Сильное насыщение перехода накачки может несколько
увеличить диапазон перестройки за счет расщеплении контура уси­
лении вследствие высокочастотного эффекта Штарка. Однако это
увеличение незначительное. Если рабочие уровни имеют неразрешен­
ную сверхтонкую структуру (например, в CH3I), то это может при­
вести к поивлению изрезанного контура усилении ширинои до деситков мегагерц. Этим фактически н исчерпываютси возможности пере­
стройкн частоты обычных СБМ ЛОН.
Б импульсных СБМ лазерах, работающих прн значительно боль­
ших давлениих, когда переходы накачки и излучении уширены од­
нородно, возможна перестройка частоты в пределах нескольких сот
мегагерц. Б рамановском режиме работы перестройка может дости­
гать единиц гигагерц.
Одни из путей получении перестройки частоты ЛОН в оолее
широких пределах состоит в использовании дли этих целен эффекта
Штарка Молекулы типа симметричного волчка, обладающие постоян­
ным дипольным моментом, проивлиют эффект Штарка первого попидка Сдвиг энергетических уровней можно использовать дли пере­
стройки частоты ЛОН. К сожалению, при приложении штарковского
поля (2/ - Ы ) кратно вырожденные переходы расщеплиются на от­
дельные М-компоненты и перестраиваютси не только частоты СБМ
переходов, но и частоты переходов поглощении. Б сильных полих
при выходе частоты перехода поглощении за пределы контура пере­
стройки
СО2-лазера лазерное действие прекращаетси. Таким обра­
зом прикладывай штарковское поле н перестраивая резонатор, мож­
но увеличить диапазон перестройкн ЛОН в лучшем случае до не­
скольких сотен мегагерц.
Стабильность частоты ЛОН определяетси как стабильностью ча­
стоты
резонатора так и
стабильностью частоты (и мощ­
ности)
источниканакачки.
Методы стабилизации
частоты
ИК лазеров в настоящее времи хорошо известны Стабилизацию
частоты ЛОН можно осуществлять с помощью АПЧ_ по вершине
линии поглощении излучающего перехода во внешней ичеике, за ­
полненной рабочим газом при низком давлении. Можно рассчиты­
вать на достижение стабильности частоты порядка 10
если ши­
рина линии поглощения будет близка к доплеровскои. Значительно
большую стабильность можно получить при стабилизации лазера по
узким нелинейным резонансам прн случайных совпадениях частот
некоторых сильных линий поглощении вращательного спектра моле­
кул с частотами ЛОН. Такие совпадения уж е обнаружены. Монохро­
матичность излучении ЛОН в сильной степени зависит от чистоты
спектра источника накачки. По-видимому, дли ЛОН с хорошо за­
щищенным от акустических воздействий и со стабилизированными
по частоте СОг-лазером ширина линии излучении может быть менее
1 Гц. Этот вопрос требует дальнейших экспериментальных исследо­
ваний.
ЛОН со встроенными в резонатор штарк-электродами позволяют
осуществлять амплитудную и частотную модулицию выходного из­
лучении.
Переменное штарковское поле, вызывай изменение частоты ГЬМ
перехода, приводит к частотной модулицин излучении, которая при
фиксированной длине резонатора ЛОН сопровождается амплитудной
модуляцией выходного сигнала. Если эффект Штарка на переходе на­
21
качки проявляется сильнее, чем на сигнальном переходе, то в ре­
зультате расстройки частоты перехода поглощения относительно ча­
стоты накачки будет наблюдаться амплитудная
модуляция. Этн
эффекты позволяют сравнительно просто осуществить амплитудную
модулйцию СБМ излучения с индексом модуляции ш =100% . При
этом предельная частота модуляции определяется скоростью враща­
тельной ре1лаксации молекул и может достигать сотен килогерц.
В зависимости от назначения СБМ лазеры с оптической на­
качкой могут иметь различные конструкции, отличающиеся типом
и параметрами резонатора, способом ввода в резонатор излучения
накачки и вывода из «его энергия СБМ излучения, наличием д о­
полнительных электродов и т. д. Существенным является то о б ­
стоятельство, что в ЛОН газ не изменяет свой химический состав,
и это позволяет строить «отпаянные» генераторы с большим сро­
ком службы.
Минимальные потери мощности накачки СБМ излучения лег­
че обеспечить в ЛОН с открытым резонатором, который одновре­
менно используется и в качестве многоходовой кюветы для излу­
чения накачки. Введенный через инжекционное отверстие в одном
из зеркал, обладающих кривизной, луч накачки, удерживаясь в
-приосевой области, вращается вокруг оси резонатора. После опре­
деленного числа проходов луч покидает резонатор через инжекциоиное отверстие, попадая в резонатор лазера накачки. Для уст­
ранения потерь и уменьшения обратной связи во накачке пара­
метры резонатора необходимо выбирать таким образом, чтобы
обеспечить возможно большее число проходов излучения накачки
(около 100) в резонаторе.
Вследствие большого диаметра СБМ ЛОН, использующих от­
крытый резонатор, скорость колебательной релаксации (гетероген­
ная составляющая) возбужденных молекул низка, что может в
ряде случаев ограничивать рост выходной мощности ЛОН за счет
повышения рабочего давления. В меньшей степени этот недостаток
присущ лазерам с волноводным резонатором, представляющим со­
бой отрезок волновода с малыми потерями, закороченный на краях
плоскими зеркалами. В волноводных резонаторах излучение накач­
ки взаимодействует не только с зеркалами на краях волновода, но
и со стенками волновода. Дополнительные потери, вызванные на­
личием волновода, не будут сильно сказываться, если поглощение
в газе превышает все виды остальных потерь. Применение волно­
водных резонато-ров целесообразно в коротковолновой частя СБМ
диапазона прн условии сильного поглощения на переходе накачки.
Основное преимущество волноводных лазеров — малые габа­
риты. Примером компактного СБМ лазера может служить лазер
на молекулах NH3 с длиной волны излучения 81,5 мкм, имеющий
волноводный резонатор диаметром 6 мм и длиной 5 см [29]. С уве­
личением длины волны СБМ перехода приходится увеличивать
диаметр волновода, в результате чего резонатор теряет свои преи­
мущества.
Наиболее простым способом развязки по СБМ сигналу явля­
ется использование для этих целей центрального отверстия связи
в одном из зеркал резонатора. Однако простота метода порождает
ряд существенных недостатков: во-первых, теряется значительная
часть излучения накачки; во-вторых, имеет место большая расхо­
димость лазерного излучения и, в-третьих, возникает СБМ генера­
ция на типах колебаний высших порядков. Все этн недостатки
22
можно устранить, применяя габридиые зеркала на базе индуктив­
ных и емкостных решеток [30].
_
.
Лазеры на СБМ диапазон с оптической накачкой пока сложнее
по устройютву н дорож е газоразрядных, что обусловлено иеобходимост^^Грим^еиеиия^^ в качестве*^ источника накачки сравиит^ьио
мощного СОг-лазера с волновым селектором. Следует о т м е т у ,
что такие СОг-лазеры освоены промышленностью При « а л и д а
СОг-лазера с волновым селектором построить СБМ лазер с опти
ческой накачкой не представляет трудностей. Для этого потребу­
ется лишь изготовить герметизированную ячейку с открытым резо­
натором или резонатором волноводного типа. В ближайшем буду­
щем следует ожидать, что будет налажен промышленный выпуск
этих приборов.
Источниками шумовых сигналов в измерительны х
ген ераторах ш ум а М М д и ап азо н а явл яю тся ген ер а­
торы ш ум а на газо р азр яд н о й лам п е и Л П Д
L'^J> ^ ®
М М и С Б М диап азон е — ртутно-кварцевы е лам пы , ко­
торы е н аходят прим енение в качестве ш ирокополосных
источников излучения в спектроскопии [1, 4J. с?ти уст­
ройства достаточно подробно рассм отрены в известных
публикациях.
И сточники ш умовы х сигналов на газо р азр яд н ы х
л а м п а х промы ш ленны х изм ерительны х ГШ по своей
схем е и конструкции аналогичны соответствую щ им уст­
ройствам С М диапазона.
Управление колебаниями в изм ерительны х ген ер а­
торах на клистронах и Л О В осущ ествляется т а к ж е,
к а к в изм ерительны х ген ер ато р ах СМ д и ап азо н а [ 1]
на основе использования внутренних методов м одуля­
ции возм ож ности и специф ика которы х определяю тся
свойствам и и характери сти кам и м одулируемы х ген ер а­
торов. В озм ож ности и методы осущ ествления м о д у л я­
ции полупроводниковы х генераторов и С Б М лазер о в
уж е были рассм отрены в этом п ар агр аф е. В и зм ери­
тельны х ген ераторах и лаб о р ато р н ы х установках р а с ­
см атри ваем ы х д и ап азон ах н аходят применение внеш ние
методы осущ ествления модуляции, которы е р ассм атр и ­
ваю тся, наприм ер, в [1, 2, 4, 31].
В есьм а перспективны м и м одуляторам и в М М д и а­
пазоне с высокой частотой м одуляции и сравнительно
м алы м и потерям и являю тся м одуляторы на p-i-nструктурах, которы е уж е в н астоящ ее врем я могут
прим еняться до частот п оряд ка
ПО ГГц. Ф ирма
H u g h es, наприм ер, реклам и рует на д иапазон от 2Ь,0
до ПО Г Г ц на p-t-ц-структурах ф азовы й м анипулятор
со значением Д ф = 1 8 0 ° и потерям и от 2 до 3,5 д Б , по­
лосой
пропускания
пропускной
способностью
23
т
1 Гбит/с и ам плитудны й переклю чатель с потерям и от
1,5 до 3 д Б при м иним альном затухани и в запертом со­
стоянии 15 д Б , с такой ж е полосой пропускания и вре­
менем переклю чения менее 1 не.
В некоторых случаях могут найти применение м о­
дуляторы на С ВЧ ф ерритах. И звестны промы ш ленны е
поляризационны е ф ерритовы е м одуляторы восьм им ил­
лим етрового д и ап азон а. М одель S-417-LS, например., в
диап азон е 34— 35,5 ГГц имеет м аксим альны е потери
в откры том состоянии 1 дБ ; миним альное затухани е
в запертом состоянии 25 д Б , допустимую ком м утируе­
мую мощ ность 1 Вт.
В С Б М диап азон е проблем а осущ ествления м оду­
л яции в целом находится в начальной стадии р а зр а б о т ­
ки [31]. И звестно ограниченное число типов м одулято­
ров. В лаб ораторн ы х установках д л я ам плитудной
-модуляции н аходят применение механические м одуля­
торы — преры ватели, основным достоинством которы х
явл яется отсутствие потерь, а основным недостатком —
н изкая частота модуляции.
Н априм ер, один из известных типов С Б М м од ул я­
торов основан на поглощ ении при воздействии излуче­
ния на полупроводниковы й м атери ал, наприм ер, гер­
маний при тем пературе ж идкого гелия [31]. Д ругой
тип импульсного м одулятора С Б М д и ап азон а с высо­
ким быстродействием основан на ударной ионизации в
арсениде гал л и я, которая м ож ет приводить к увеличе­
нию прозрачности м атер и ал а до 50% [31].
Стабилизация частоты колебаний в М М и С Б М
д и ап азо н ах волн осущ ествляется в соответствии с
принципами и методами, в систем атизированном виде
рассмотренны ми в [3]. Там
же
охарактери зован ы
особенности техники стаби л и зац и и частоты в М М и
С Б М д и ап азо н ах и достиж им ы е показатели.
П ринципиальны х ограничений все известные мето­
ды стаби ли зац ии частоты в М М и С Б М д и ап азон ах,
к ак правило, не имеют, однако их место, возм ож ности
и техническая р еал и зац и я видоизм еняю тся, а п ослед­
н я я — услож н яется и удорож ается.
Последние достижения в разработке смесительных н варакторных диодов, совершенствовании умножителей частоты и техники
синтеза частот в ММ диапазоне [3, 10, 38] обеспечили повышение
эффективностн непосредственной кварцевой стабилизации частоты
практически по всем ММ диапазоне, а также повысили надеж ­
ность и эффективность ФАПЧ по кварцованным сигналам или по
24
сигналам квантовых стандартов частоты как в ММ, так и в СБМ
диапазонах волн (см. гл. 6).
Несколько подробнее остановимся на вопросах стабилизации
частоты СБМ лазеров, которые недостаточно полно освещены в ли­
тературе. Стабилизация частоты молекулярных лазеров, которые,
очевидно, будут являться основой измерительных генераторов корот­
коволновой части СБМ диапазона, осуществляется с помощью мето­
дов АГБТ в комбинации с параметрической стабилизацией [19, 35]_.
Перспективность создании газовых лазеров с оптической накачкой
и их использования в измерительных генераторах ставит задачу
эффективной стабилизации частоты лазеров накачки, так как ста­
бильность частоты и мощности ЛОН в сильной степени определя­
ется стабильностями частоты и мощности сигнала накачки.
Б качестве универсальных систем стабилнзацни частоты источни­
ков накачкн, используемых в СБМ ЛОН, в настоящее время чаще
всего применяются две системы. Принцип действия первой базиру­
ется на использовании статического эффекта Штарка для рас­
щепления линий поглощения н получения резонансов на отдельных
М-подсистемах, частоты которых однозначно определяются напря­
женностью штарковского поля, дипольным моментом молекулы и
квантовыми числами / , К, М, ... Стабильность такого резонанса, к
вершине которого может быть с помощью типовой системы АПЧ
«привязана» частота излучения СОг-лазера, определяется стабиль­
ностью источника напряжения и размера между штарк-электродами
поглощающей ячейки. Для обеих этих величин легко достигается
стабильность 10” ®, что в свою очередь позволяет надеяться на по­
лучение стабильности частоты резонанса лучше чем 10” '“, так как
в типичном случае штарковскнй сдвиг частоты, пропорциональный
напряженности поля в зазоре ячейки, на 4 — 5 порядков меньше
частоты стабилизируемой линии СОг-лазера.
К сожалению, достижение такой стабильности частоты осложне­
но доплеровским уширением линий поглощения в ИК диапазоне.
Для молекул средней массы в диапазоне 10 мкм ширина доплеровски уширенной линии близка к 50 МГц. Поэтому в системах АПЧ
с прямой «привязкой» частоты к вершине линии не удается достиг­
нуть стабильности лучше чем 10” ®. Чаще всего на практике такая
стабильность приемлема. Здесь, однако, имеются потенциальные
возможности понижения нестабильности частоты еще почти на два
порядка. Для этого следует обеспечить «привязку» частоты СОг-лазера к узким резонансам («лембовским провалам»), наблюдаемым
при регистрации поглощения отраженной в обратном направлении
волны в сильно разреженном газе. Ширина таких резонансов опре­
деляется давлением газа в ячейке и может быть меньше 0,3 МГц.
Схема системы АПЧ источника накачки, с «привязкой» частоты
к вершине доплеровски-уширенной линии поглощения, показана на
рис. 1.2. Схема позволяет легко устанавливать частоту СОг-лазера
в любой точке зоны генерации для достижения максимальной выход­
ной мощности ЛОН.
„
СОг-лазер с выходной мощностью 15 Бт и подобной системой
АПЧ способен в течение часа генерировать колебания со стабиль­
ностью выходной мощности не хуже ± 2 % при стабильности часто­
ты 10” ^— 10-®, в зависимости от характеристики используемой ли­
нии поглощения. Б настоящее время хорошо изучены штарк-спектры
многих газов в диапазоне частот СОг-лазера, следовательно, для
каждой линии излучения этого лазера не трудно подобрать подхо­
дящую линию поглощения.
25
Во втором варианте системы АПЧ применяется акустический
детектор, заполненный рабочим газом. Эта система обеспечивает вы­
бор и автоматическое поддержание оптимальной расстройки, при
которой достигается максимальная выходная мощность ЛОН. Прин­
цип действия такой системы понятен нз рис. 1.3. Линия поглощения,
как правило, не совпадает с частотой излучения СОа-лазера н мак­
симум сигнала на выходе акустического детектора достигается при
некоторой расстройке, когда поглощение мощности в газе, опреде­
ляемое произведением мощности лазера на коэффициент усиления,
максимально. Но иыходная мощность ЛОН также пропорциональ-
В ы пускаю тся приборы
(«частотны е стаб и л и зато ­
ры »), представляю щ ие собой системы Ф А П Ч с элем ен ­
там и контроля и управлен ия, обеспечиваю щ ие стаби л и ­
зацию частоты генераторов с электронной перестройкой
частоты по сигналам собственного кварц евого ген ер а­
тора или внеш него квантового стан д ар та частоты.
И спользую щ иеся в настоящ ее врем я принципы п о­
строения синтезаторов частоты М М д и ап азо н а р а с ­
см отрена в § 1.3.
СОг - лазер
и1
Н
РИС. 1.2. Функциональная схема системы АПЧ СОг-лазера,
использующей эффект Штарка:
/ — делитель мошности; J — поглош ающ ая штарк-ячейка: 3 — низко­
температурный детектор излучения (Ge—Au; 77 К); 4 — селективный
усилитель: 5 — фазочувствительный детектор: 6 — усилитель постоян­
н ого тока; 7 — вспомогательный низкочастотный генератор частоты
2 кГц; « — источник постоянного напряжения; 9 — управляющий пье­
зоэлектрический элемент
на поглощенной мощности в полости ЛОН. Именно поэто.му макси­
мальная выходная мощность как функция расстройки в канале на­
качки совпадает с максимальным откликом иа выходе микрофона.
Задача, таким образом, сводится к подстройке частоты СОг-лазера
по максимуму поглощения (максимуму выходного сигнала акусти­
ческого детектора). Возможный вариант построения такой системы
АПЧ показан на рис. 1.4. Недостатком данной системы является
больщая инерционность, обусловленная свойствами акустического
детектора, достоинствами — универсальность, простота н высокая
эффективность и отсутствие быстрых дестабилизирующих иозденствнй на СОг-лазер.
П одробны е сведения о практических схем ах стаб и ­
лизац ии частоты генераторов ММ и С Б М волн и соот­
ветствую щ ая библиограф ия приведены в [3 ]. В вы пу­
скаем ы х промы ш ленностью измерительны х ген ераторах
сигналов М М диап азон а в основном использую тся п а­
рам етрические способы стабилизации. О днако в буду­
щем не вы зы вает сомнения необходимость вы пуска
приборов с повыш енной стабильностью частоты и при­
менением других методов стабилизации частоты.
26
РИС. 1.3. К поясне­
нию принципа дейст­
вия
системы
АПЧ
СОг-лазера по мак­
симуму
поглощения
в рабочем газе:
Оо—частота рабочего п е­
р ехода С 02-лазера; со,—
частота оптимальной по
максимуму
поглощения
мощности
настройки
СО?-лазера;
со,,—часто­
та линии
поглощения
рабочего газа
РИС. 1.4. Функциональная схема системы АПЧ:
/ — делитель мощности; г — механический модулятор (прерыватель);
3 — акустический детектор; 4 — усилитель; i — амплитудный детектор;
6 — фильтр (частота настройки 43 Гц); 7 — фазовый детектор; 8 —
вспомогательный низкочастотный генератор 43 Гц; 9 — усилитель по­
стоянного тока; 10 — пьезоэлектрический управляющий элемент
В изм ерительны х ген ераторах лаб о р ато р н ы х у ста­
новок, разр аб аты в аем ы х для научных исследований,
наприм ер для спектроскопии, широко прим еняю тся все
методы стаби ли зац ии частоты (см. § 6.3).
27
Контроль частоты в изм ерительны х ген ераторах в
больш инстве случаев осущ ествляется с помощью резо­
нансных волномеров (см. гл. 7).
В некоторых случаях определение частоты генери­
руемых колебаний осущ ествляется по ш кал е установ­
ки частоты , град уи ровка которой осущ ествляется на
заводе-изготовителе. В «частотны х стаби ли заторах» и
часто в схем ах А П Ч изм ерительны х генераторов л а б о ­
раторны х установок контроль работы системы А П Ч
осущ ествляется в помощью частотны х д искрим инато­
ров.
В некоторы х измерительны х системах, построенных
на основе микропроцессов, осущ ествляется автом ати ­
ческая циф ровая индикация частоты.
П ри использовании кварцевой стаби ли зац ии ч асто­
ты контроль осущ ествляется с помощью электронно­
счетных частотом еров (ом. гл. 6 ).
В ближ айш ем будущ ем процесс управления, н а­
стройки и измерения в Р И П м ож ет быть полностью
автом атизи рован , что обеспечивается ш ироким прим е­
нением элементов с электронны м управлением и у п р ав ­
ляю щ и х схем, базирую щ ихся на принципах построения
Э Ц ВМ .
Выходные устройства изм ерительны х
генераторов
и С ВЧ элементы контроля мощ ности строятся по прин­
ципам, рассмотренны м соответственно в гл. 4 п 9.
Д ругие элементы , каскады и узлы изм ерительны х
генераторов сущ ественно не отличаю тся от соответст­
вую щ их устройств известны х изм ерительны х ген ерато­
ров СМ диапазона.
И сточники питания генераторов ММ и С БМ волн
долж ны обеспечивать более высокий коэффициент с т а ­
билизации питаю щ их напряж ений п более низкий уро­
вень пульсаций.
Основные особенности измерительны х генераторов
всех типов рассм атриваем ы х диапазонов определяю тся
спецификой элементной базы , используемыми методам и
и устройствам и управлен ия колебаниям и, стаби л и зац и и
частоты и особенностями техники этих диапазонов.
1.3. Типовые измерительные генераторы
О течественная промы ш ленность и заруб еж ны е ф и р­
мы выпускаю т различны е виды измерительны х ген ера­
торов в ММ диап азон е радиоволн. Н а прим ерах иеко28
.1
>
.
торы х из этих генераторов охарактери зуем
реальн ы е
схемы,
конструкции,
достигнуты е
характери сти ки
и тенденции разви тия. В [2] приведены основные х а ­
рактеристики и ф отограф ии внеш него вида отечественных приборов.
Генераторы сигналов, вы пускаем ы е отечественной
промы ш ленностью , о б лад аю т характери сти кам и , которые приведены в табл. 1.2 [2 ].
С хем а и конструкция ген ератора Г4-91 полностью
аналогичны схеме и конструкции ген ератора Г4-90 СМ
д и ап азо н а волн.
У старевш ие и снятые с производства изм ерительны е
клистронны е генераторы Г4-105 и Г4-104, перекры ваю ­
щ ие диапазон частот 36, 145— 78,95 Г1 ц, ещ е исполь­
зую тся в п ракти ке измерений.
Г енератор сигналов Г 4-115— типичный клистронныи
измерительны й генератор вы пуска кон ц а семидесяты х
годов. Р абочи й диапазон частот перекры вается в нем
трем я клистронам и. П ерестройка клистронов по ч асто­
т е — м еханическая. С труктурн ая схем а ген ератора, по­
ясняю щ ая его принцип действия, назначение функцио­
нальны х узлов, основные связи м еж ду ними, приведены
на рис. 1.5.
Генератор может работать в режимах: непрерывном; амплитуд­
ной модуляции (внешней нли внутренней) меандром с частотой сле­
дования' 1000 Гц; амплитудной модуляции короткими импульсами
длительностью 0 ,2 — 10 мкс и частотой следования 0 ,5 — 10 к1 ц;
внешней модуляции синусоидальным или пилообразным напряжени­
ем частотой 0 ,5 — 10 кГц (модулятор в работе ие участвует). Мо­
дуляция осуществляется изменением напряжения на отражателе
клистрона. Предусмотрена возможность подключения внешней си­
стемы АПЧ клистрона генератора. Коммутатор обеспечивает измене­
ние вида модуляции. По шкале индикатора можно следить за на­
правлением перестройки частоты и установить ее значение близким
к установленному по шкале частотомера, что обеспечивается^схемои
индикации перестройки частоты. Одновременно с индикацией пере­
стройки в генераторе обеспечивается контроль сигнала резонанса по
световому индикатору. Точная установка и контроль частоты осу­
ществляются по максимальному отклонению стрелки индикатора.
Прибор выполнен с использованием полупроводниковых прибо­
ров. Конструкция элементов СВЧ тракта в целом явлиется харак­
терной для длинноволновой части ММ диапазона волн, хотя содер­
жит некоторые оригинальные технические решения. Конструкция ге­
нераторной камеры обеспечивает требуемый тепловой режим клист­
ронов,
СВЧ
экранировку,
подачу
питающих
напряжении,
механическую перестройку частоты и переключение поддиапазонов
генератора.
_
Конструктивно генератор выполнен в одном блоке, охлаж дение
прибора осуществляется с помощью вентилятора. Основные органы
управления и индикации выведены на переднюю панель прибора.
29
Таблица
1.2. Основные харахт ераст ака генерат оров сигналов
Тип прибора
Диапазон частот, ГГц
Погрешность
устанозки
частоты, %
Уход частоты; паразитная
девиация
Мощность на
выходе; не­
стабильность
мощности
Г4-91
2 5 ,8 6 - 3 7 ,5
+ 0,2
+ 1 ,5 -1 0 -* / га 15 мин
5 мВт
10-15—5 -1 0 -* Вт;
( 0 - 1 1 0 дБ)
Г4-115
2 5 ,8 —3 7 ,5
0,1
lO-^f за 15 мин;
5 мВт
0 - 3 0 дБ
НГ
ИМ
ЧМ
НГ
Г4-156
25,95— 3 7 ,5
+ 1— 1.5
1 0 - за 15 мин;
5 мВт;
0 ,1 5 дБ за
15 мин
0— 20 дБ
4 мВт;
+ 0 . 3 дБ
за 15 мин
4 мВт
+ 0 . 3 дБ
за 15 мин
4 .1 0 -5 — 4 . 10-*В т;
2-10-®f
Г4-141
3 7 ,5 —53,57
+ 1,5
Г4-142
53,57—78,33
± 1 .5
П р и м е ч а н и е . НГ—непрерывный режим;
2-10-®f
+ 15 МГц
за 15 мин; 6 МГц
+ 15 МГц
за 15 мнн; 6 МГц
ИМ—импульсная
модуляция;
ЧМ—
Генератор сигналов Г4-156 построен на б азе Г Д Г
и имеет програм м ное управление. С труктурн ая схема
ген ератора, поясняю щ ая его принцип действия, н азн а­
чение узлов, основные связи меж ду ними приведена на
рис. 1.6.
Ток резонатора
Схема индикации перестройки
5/
Индикация
52
Стрелочный
индикатор
• Резонанс
^Вход внешней
Стрелочный
индикатар
Детекторная
головка
Модулятор
Коммутатору^:
Источник
Частотомер
Детекторная
головка
Усилитель преобразо штель
питания
» Генераторная
камера
1___
I
Направленный
•ль
дстановочный Выход
аттеннштор
I
дсилитель
повои
тор
резонанса
Рис. 1.5. Структурная схема генератора сигналов Г4-115
30
f
Диапазон выходной
мошности
( 0 - 3 0 ) дБ
4 -1 0 -5
4 .1 0 -5 Вт
( 0 - 3 0 дБ)
Габаритные разме
ры, мм
Масса,
кг
480X 280X 475
37
490X 215X 475
30,5
ЧМ
НГ
355X 130X 350
10
внешняя ЧМ
синусоидой и
пилообразным
напряжением
НГ
490X 175X 475
23
490X 175X 475
23
Режимы работы
им
им
ИМ
НГ
ИМ
частотная модуляция.
В приборе осуществляются следующие виды управления пара­
метрами выходного сигнала; ручное — частотой, мощностью н видом
модуляции; программное (по внутренней программе)— частотой и
мощностью; дистанционное (передача сигналов в двоично-десятнчном коде (Д Д К )— частотой; мощностью н видом модуляции.
Генератор может работать в режимах: непрерывном (НГ); внут­
ренней амплитудной модуляции меандром частоты 1± 0,1 кГциглу_бииой не менее 20 дБ; внешней модуляции меандром с частотой
следования 0,4 — 3 кГц, длительностью фронта 100 мкс и глубиной
не менее 20 дБ; внешней электронной перестройки частоты в поло­
се не менее 3 МГц синусоидальным или пилообразным сигналом
частотой 0 ,0 5 — 10 кГц.
При изменении напряжения питания на ± 107о при частоте сети
50 Гц и на + 5 % при частоте сети 400 Гц возможно относительное
изменение частоты не более 1,5.10“ *, а изменение выходной мощ­
ности ие более 0,25 дБ. Паразитная амплитудная модуляция равна
1 %; уровень высших гармоник менее Ю” ® Вт.
Генерируемый ГДГ сигнал через вентиль поступает на управля­
емый аттенюатор на р-(-л-дноде и модулятор на p-i-ra-диоде и
затем на выход. Устройство ввода — вывода (УВВ) осуществляет
ввод команд управления и программ, а также вывод информации на
цифровое табло прибора. Регистр ввода предназначен для запоми­
нания и последующей обработки вводимой с УВВ информации. Опе­
ративное запоминающее устройство (ОЗУ) обеспечивает хранение
данных управления и их передачу к соответствующим устройствам
прибора- генератор тактовых импульсов (ГТ) вырабатывает такто31
р ы е импульсы; генератор тактовый мигания (ГТМ)— обеспечивает
Мигание высвечиваемых символов; вычислитель обеспечивает вычис"леиие разности между кодом частоты, установленной в генераторном устройстве, и кодом частоты, задаваемым командой управле­
ния. Цифроаиалоговый преобразователь обеспечивает цифровое уп­
равление уровнем выходной мощности и режимами модуляции при­
бора. Разъем дистанциоииого управления (ДУ) предназначен для
подключения внешних цифровых управляющих устройств.
дот д
Y |||l
‘l l l ^сь
о
to
Вид сВерху
к
(X
>>
и
РИС. 1.7. Конструкция генераторного устройства:
/ — центральный проводник; 2 — ди од Ганна; 3 — цанга: 4
короткозамыкатель; 5 — корпус резонатора; 6 — планка; 7 — гайка; 8
виит:
9 — детекторная головка: /О — ступенчатый переход; / / — электродви­
гатель- /2 — винт; /3 — емкостной датчик; /4 — конструктивная ем ­
кость; 15 — разъем ; 16 — генератор-имитатор; /7 — потенциометр с о ­
провож дения; 18, /9 — мнкровыключателн; 20 — наж им ная планка
32
3—3188
Генератор на диоде Ганна представляет собой коаксиально­
волноводную конструкцию (см. рис. 1.7), к которой подключен вол­
новодный двойной тройник, к Е-плечу подключена детекторная го­
ловка для индикации генерации, а к другому Е-плечу — вентиль.
Собственно ГДГ собран на коаксиальном резонаторе (см. рис. 1.7),
перестройка по частоте которого осуществляется поршнем. Генера­
тор с емкостным датчиком перемещения имитирует текущее значение
частоты а генератор с конструктивной емкостью выдает значение
опорной частоты. Детекторная головка (Д Г ) обеспечивает индика­
цию уровня мощности. Прибор выполнен в виде одного блока, на
переднюю панель которого выведены основные органы управления
н индикации.
Генераторы сигналов Г4-141 и Г4-142 выполнены
на б азе Л О В , что определяет их особенности. Типовая
структурная схема генераторов сигналов на Л О В типа
Г4-141 и Г4-142 приведена на рис. 1.8.
В качестве источника СВЧ колебаний используется ЛОВ. ча­
стота которой перестраивается путем изменения напряжения на за­
медляющей системе, а выходная мощность регулируется путем
изменения напряжения на управляющем электроде. Охлаждение
Л О В — воздушное принудительное. Так как в используемом типе
ЛОВ по постоянному току с корпусом прибора соединен катод, то
выходной волноводный фланец ЛОВ н ее корпус находится под
высоким напряжением относительно шасси, что обусловило неооходимость использовать высоковольтный изолятор. Установочный
аттенюатор обеспечивает регулировку выходной мощности в пре­
делах 0—30 дБ.
Внешнее
кие
управление
Схема хапибровки иее
индикации
Внешняя
импульсная
модуляция
-----
Л ГГ
Модулятор
Генераторный
длин
Высоко-^
вольтный
изолятор
ЛОВ
аттеннш­
тор
3
Дистанционное Регулируе
мый источник
управление
питания
Блок
Коммута-
вГ
схема
индикации
Выхода за
диапазон
Источники
питания
Регулируе мьш источ ник питания
КодоБыи
переклю чатель
работы
Преобразобатель
Блок
урс^ня
Корректор
IZ 3
Переклю­
чатель
рода
I
Внешняя,
перестройка
частдты б
узкой полш -
питания
Логическое
устрой ство
“
Схема
индикации
Схема
плавной рас­
стройки
частоты
.
acmi
упрабления _
>{
Внешняя ^
перестройка
частоты б
широкой полосе
РИС 1.8. Структурная схема генераторов сигналов Г4-141 и
Г4-142
34
Схема индякации уровня предназначена для относительной
оценки установочного значения выходной мощности. Частоту гене­
ратора устанавливают, задавая соответствующее напряжение иа
замедляющей системе ЛОВ с помощью блока управления. Пере­
ключатель рода работы осуществляет управление от собственного
блока управления или дистанционно от внешнего устройства.
С помощью кодового переключателя устанавливается код ча­
стоты, который через коммутатор, управляемый переключателем
рода работы, подается на преобразователь и логическое устройст­
во. Преобразователь преобразует код в напряжение. Логическое
устройство управлиет корректором и в зависимости от частоты,
установленной на кодовом переключателе, подключает одну из деся­
ти ячеек корректора к операционному усилителю преобразователя
н определяет его начальное смещение и коэффициент усиления
Корректор обеспечивает с требуемой точностью привязку настроен
ной частотной характеристики ЛОВ к частотной шкале прибора
Допустимая погрешность установки частоты по шкале прибо
ра обеспечивается за счет достаточно точной аппроксимации не
линейной завнсимоспи частоты ЛОВ от напряжения на замедляю
щей системе ломаной линией, в данном случае состоящей из деся
ти отрезков прямой.
Можно управлять частотой ЛОВ внешним напряжением при
соответствующей установке переключателя S во всем диапазоне
частот прибора н в пределах + 0 ,5 ГГц относительно частоты,
установленной на кодовом переключателе. Схема плавной рас­
стройки частоты обеспечивает плавную подстройку в небольших
пределах, установку нулевой расстройки и индикацию направления
расстройки. Схема индикации выхода за диапазон предназначена
для сигнализации об ошибке оператора при установке частоты.
В зависимости от выбранного режима работы с помощью пере­
ключателя, управляющего работой модулятора, устанавливается
непрерывный режим, внутренняя нлн внешняя импульсная моду­
ляция.
В режиме внешнего управления на вход прибора можно по­
давать постоянное или медленно меняющееся напряжение для
внешней регулировки мощности или сигнал, вырабатываемый внеш­
ней системой автоматической регулировки мощности. Схема калиб­
ровки и ее индикации предназначена для обеспечения заданных
долговременной стабильности частоты прибора за счет обеспечения
постоянства тока замедляющей системы ЛОВ и - индикации нор­
мального функционирования схемы калибровки.
Блок питания включает дополнительные источники питания,
обеспечивающие питание накала ЛОВ и других каскадов, и соот­
ветствующие схемы защиты по току накала, току замедляющей
системы и по управляющему напряжению.
У|кажем некоторые характеристики приборов, отсутствующие
в табл 1.2 : относительное изменение частоты прн регулировке в
в максимальных пределах выходной мо'щности ± 1 . 10—’; плавная
расстройка частоты выходного сигнала — не менее 100 МГц; пара­
зитная девиация частоты выходного сигнала в непрерывном ре­
ж и м е— не более 6 МГц; изменение уровня мощности выходного
сигнала при медленных изменениях напряжения сети на ± 10%
(для сети частотой 50 Гц) и иа ±5% (для ости частотой 400 Гц)
не превышает ± 0 ,5 дБ; уровень паразитной амплитудной модуля­
ции выходного сигнала в режиме непрерывной генерации меиее 1 %3*
35
я ^
КСВН
выхода
прибора
1
Вт — менее 1,5.
при
мощности
выходного
сигнала
У нас В стране и за рубеж ом ведутся работы по
соверш енствованию генераторов сигналов М М д и а п а ­
зона и р азр аб о тк е генераторов на коротковолновую
часть М М д и апазона. Основными тенденциям и р азв и ­
тия промы ш ленны х отечественны х генераторов сигна­
лов являю тся: освоение более высоких частот, ш ирокое
внедрение полупроводниковы х приборов и микросхем,
введение элем ентов циф рового управлен ия, увеличение
степени автом атизаци и , сниж ение габ ари тов и массы ,
конструктивное выполнение ген ератора в одном блоке
в виде отдельного прибора. В связи с этим в б л и ж а й ­
шее врем я следует соответственно ож и д ать п оявления
в средневолновой части М М д и ап азо н а измерительны х
генераторов на Г Д Г и Г Л П Д , а в коротковолновой
части М М и в С Б М диап азон е — на Л О В , б л аго д ар я
значительно более соверш енны м п арам етрам и конст­
рукции последних по сравнению с другим и ген ерато­
рам и. Одной из важ н ей ш и х за д ач измерительной, тех­
ники явл яется м акси м ал ьн ая автом ати зац и я процесса
изм ерения, п р ед у см атри ваю щ ая управление прибором
и обработку результатов измерений. В следствие этого
следует ож и дать, что в новом поколении изм еритель­
ных генераторов процесс измерений будет полностью
автом атизи рован на основе
ш ирокого
применения
электрически у п р авл яем ы х элем ентов и устройств, уп­
равляю щ и х схем , базирую щ ихся на принципах постро­
ения Э Ц В М , использования соответственно Э Ц В М ;
ш ирокого внедрения методов цифровой обработки ин­
ф ормации.
З а рубеж ом вы пускается значительное число типов
и зм ерительны х генераторов, в том числе и генераторов
сигналов. Х арактеристики некоторы х из них приведе­
ны в таб л . 1.3 |[31, 38, 39]. С ледует отметить здесь тен­
денцию и спользования почти во всех ти п ах изм еритель­
ных генераторов б азовы х блоков, являю щ ихся основой
целого семейства генераторов, образуем ого набором
сменны х блоков. Б азо в ы е блоки последних моделей со­
д е р ж а т встроенные микропроцессоры , что позволяет
м акси м альн о авто м ати зи ровать процессы управлен ия
ген ераторам и и изм ерения. К ром е того, ком плектую тся
целые изм ерительны е системы, состоящ ие из несколь­
ких приборов.
36
п
я СП
X
(V
щД
а .-о ^ х
3
С
5 I
^
..Ь!
к
к
а- о
Н
ё
S Tf
5 л со
S о и и ио
S S я я Sо ^
9 »я Я
° £ g .§ .v g X ^
со
I:
Яо
о*
а> к1
я
оя
^ со
Н о CJ
я со я
с ь-ч
5 аё
о н м
а , со « о -’•О" ^
CQ
«
а
X
k:tn
cS
CQ ^
S
Sin
<N^
I к
О
u
S
Ю
II
S
g-ga I fetr
_
Я
Я
00
II
tr
s
E-
E-
E-
(N
<N
O*
+1
+1
О
О
C
D
(N
о
О
+1
+1
cn
CO
CO
со
O
O
О
u
s
aо
О) я --о
со QJ ^ я
Sin
Я CO
(X я
^ ^sC
O
CO
sc
я 2
(X я
CO
Ю cs
О
<N C
CD
я
я
X
CN
ГГ-
ч
я
X
СА
ГГ■•O'
X
. тр
37
со
<0<c0
X
X ac> C
O
t=
i
cux
a> a> ct
H
E
CO
ffi
С ледует отметить, что применение ав то м ати зи р о ван ­
ного уп равл ен и я и цифрового отсчета сам о по себе су­
щ ественно не ум еньш ает погреш ности установки ч асто­
ты и не повы ш ает ее стабильности. Д л я повыш ения
стабильности частоты и точности ее установки до 10
в д и ап азон е до ПО ГГц, наприм ер, ф ирм а H u g h es р а з ­
р а б о тал а и реклам и рует систему, состоящ ую из б азо во ­
го б лока с Э Ц В М , си н тезато р а частоты , свип-генератора и электронно-счетного частотом ера. В такой системе
при перестройке на соответствую щ ую частоту с по­
мощ ью Э Ц В М и других устройств несколько р аз в се­
кунду и зм еряется и сразу ж е п одстраи вается по опор­
ному значению частоты си н тезатора частота генерируе­
мого сигнала.
Генераторы качающейся частоты
(I К Ч ) в ряде
случаев прим еняю т вместо обычных генераторов си гн а­
лов, что п озволяет повысить информ ативность и зм ере­
ний и производительность тр у д а, а в некоторы х сл у ч а­
я х — их использование оказы вается единственно воз­
мож ны м. В этой связи у нас в стр ан е и за рубеж ом
разр а б а ты в аю тс я Г К Ч и в М М диап азон е
волн
[2 38, 39], причем больш ая их часть вы полнена на
Л О В . В наш ей стран е промы ш ленностью вы пускаю тся
три типа Г К Ч М М д и ап азо н а, входящ их в ком плект
о
CO
CO
X
Is
Ю
ТГ
X
S
§.
I
2
H
s
I
Я о о я
65 S
a.
<0
\o
§.
t:
°r
Sug ®
b S g
s .s S ^
f§ < «<0
и a
Н
s§ g g .
со
Е
§2
Х<
Х<
(О
(О
et
О
<N
cl
S 'S
S ГЧ1
^ 1-
s x
СО
о
<N
COCO
S =1
U
о
Я"'
Я"
С-
U
00
о
:т
гг
ю^
г “=*
ю
o' —
о
o'
я
я
г
Таблица
1.4. О сновны е характ ерист ики от ечест венны х Г К Ч
Наименование прибора, в комплект
которого входит ГКЧ
о
о
Характеристика
Р2-65
ю
o’"
о
ё-
+1
S
со
о-в
н о
Х -о
со
я
S со
II
^
о
I
о
со
со
со ч
со о
Е
5 §Е
со
ео
Ю
Ём
i=(
X
СС
(М
X
СС
сч
сс-
х :^
ео
сч и:
С-- о
si
11
is "
я
Tt* >0
о^
о^
о
о
S
О. Я
о
ьеГ S'
со
СО
Ю Е
со
1 S
S
о
Е
I
со
о
^
^в
у0>
:*2
t-- 65
\о
X.
rt*
rt*
“
СО
n i l
Н
00 о
Диапазон частот, ГГц
х;
00
t--
Погрешность установки и отсчета ча­
стоты, ®/о
Длительность перестройки, с
Паразитная девиация частоты, кГц
Мощность на выходе, мВт
Пределы регулирования мощности, дБ
Режимы работы:
качание частоты
ручная перестройка
ручной запуск при времени пере­
стройки 40 с
непрерывный
модуляция меандром
Р2.68
Р2-69
25 ,8 6 —
37,5
+5
37,5—
53,57
+ 1
53,57—
78,33
+ 1
0,08; i;
10; 40
75
5
15
0,08; 1;
10; 40
75
5
30
0,08; 1;
10; 40
75
5
30
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
+
____
—
+
+
39
38
пан орам н ы х изм ерителей коэф ф ициента стоячей волны
Р2-65, Р2-68 и Р2-69, характери сти ки которы х приведены
в таб л. 1.4.
•" I
I*»
XО I я
л я^ я
I
о tb‘ s
g Чs
” Я
ja о CO
я
1+8
ill
фА
« 1 s-g
I
So
i^ix
CQ
О
Й
O) et ••<N
БланнирующиО
5
я
я
° so Э
<
u f ,o о
U о -
S
CQ
О О
s
о
о
О
я я
^
От ИУ
X
eo 00
is
i | зё
0 .3
‘ 5 н
Я
та Си
S та
2x0
! « § § .§
s
X
sill
l|as
<0
“ S I
g i° a
В качестве примера практической реализации ГКЧ рассмотрим
ГКЧ прибора Р2-68, структурная схема которого приведена на
рис. 1.9. На генератор с электронной перестройкой, в данном случае
ЛОВ, с управляемого источника питания подается управляющее на­
пряжение, изменяющее частоту по пилообразному закону с заданной
скоростью и пределами перестройки. Система автоматической регу-
t
as s
s< u
СХЯо та
II
uu
РИС. 1.9. Структурная схема ГКЧ
CO 00
lO CD
лировки мощности (АРМ) обеспечивает постоянство мощности иа
выходе. Управляющее напряжение системы АРМ поступает на пер­
вый анод ЛОВ. Для проведения измерений с помощью данного ге­
нератора в комплекте со специальным прибором, например КСВН,
осуществляется амплитудная модуляция меандром с частотой
100 кГц. Амплитудный модулятор вырабатывает модулирующее на­
пряжение, которое подается на фокусирующий электрод ЛОВ. С
помощью резонансного частотомера измеряют частоту генерируемого
сигнала. Если ГКЧ работает в комплекте измерителя КСВН, иа
электронно-лучевой индикатор прибора с усилителя сигнала часто­
томера поступает метка частоты.
Для установки с заданной точностью требуемого значения ча­
стоты по собственной частотной щкале ГКЧ в режиме ручной пере­
стройки— начальной и конечной частот полосы качания в режиме
периодической перестройки имеется специальное верньерное устрой­
ство, ручки управления которым выводятся на переднюю панель
прибора. Д ля привязки частоты ЛОВ к собственной частотной щка­
ле генератора имеется специальный корректор частотной шкалы, уп­
равляющий узлом высоковольтных управляемых выпрямителей. По
аналогичной схеме построен ГКЧ прибора Р2-69.
Тенденции совершенствования отечественных ГКЧ такие же, как
н для генераторов сигналов.
В табл. 1.5 в качестве прим ера приведены х а р а к те ­
ристики некоторы х заруб еж ны х Г К Ч М М д и ап азон а.
З а р у б е ж н ы е Г К Ч (свип-генераторы ) строятся по схе­
мам, аналогичны м рассмотренны м. В будущ ем следует
40
ЯСО
O S 4
CQ
s
Ю CO
Ю ^ 0 0 CO
СЧ
ЛЛ
Ю
i - s
<
nо Я
E Я
Ю
*
О
+l+i+l+l
+i+l
о
+1
о
Ди1о
11|
COt^iDt^
IX
CAO>
’Ф СО
S
•H ^
та
•3
§
M S
D- s
X
Cu
о
I .
s c ir
я .li-'
с та ^
о O
яS
S
iu mO
CD
§ S 8
00 О
lO
(N
CD
Q C D tD
? CD CD
666
— ft/ft/ft/
CO eo CD
41
ния побочных сигналов синтезаторы, основанные
о ж и д ать ещ е более ш ирокого внедрения в новые р а з ­
работки Г К Ч полупроводниковы х генераторов. Д л я
зар у б еж н ы х промы ш ленны х Г К Ч характерн ы те ж е ос­
новные особенности, что и д л я генераторов сигналов.
В качестве автогенераторов использую тся к ак электро­
вакуум ны е приборы (клистроны , Л О В ), так и ГЛ11Д.
С ледует отметить высокую автом атизаци ю многих из
этих приборов.
Н ам еч ается тенденция использования в М М д и а п а ­
зон е в качестве Г К Ч си н тезатора частоты с дискретной
перестройкой по частоте. П ред л агал о сь использовать
в у казан ны х целях, наприм ер, один из первых си н теза­
то ров частоты фирмы W a tk in s Jo h n so n 's, обеспечиваю ­
щ ий дискретную перестройку в диап азон е 0,1—40 11 Ц
автом атически по п рограм м е при высоких стабильности
частоты и чистоте сп ектра си гн ал а на каж д ом ш агу
перестройки [3 8]. В некоторы х случаях возн и кает не­
обходим ость в ген ераторах сигналов с очень высокой
стабильностью частоты , когда применение синтезаторов
частоты в качестве изм ерительны х генераторов яв л я е т­
с я наиболее целесообразны м или необходимым.
Р азр аб о тан н ы е к настоящ ем у времени заруб еж ны е
си н тезаторы частоты М М д и ап азо н а строятся на осно­
ве м аксим ально возм ож ного использования техники
си н теза и узлов, р азработан н ы х д л я хорош о освоенных
более низкочастотны х диапазонов волн, в ц елях м ак си ­
м ального их удеш евления, сниж ения габ ари тов и м ас­
сы [38].
Простейшим способом повышения частотного диапазона синте­
заторов частоты является умножение их частоты с последующей
фильтрацией полезного сигнала с помощью полосовых фильтров н
усиление по мощности. Этим способом можно на основе разработан­
н ы х синтезаторов диапазона 4 - 5
ГГц получить сйнтез в диапазо«р 3 0 __40 ГГц. Недостатками этого способа являются, сравннтельн о узкая полоса частот, ограничиваемая шириной
ния полосового фильтра (обычно 2 ГГц для Диапазона 20 40 ГГц),
недостаточно высокое подавление побочных сигналов (менее 30 дБ
поГотсут^таиГусиления и 2 4 - 1 0 дБ при усилении по мощности
садтветственно 2 — 10); низкий уровень сигнала на выходе (на 20
^ 0 дБ менее 1 мБт) ; повышенный уровеныпумов. Применение более
высоких выходных частот си н тезатор ов--до 9 - 2 0 ГГц "РИ
вртственно меньшем коэффициенте
умножения (2 — 3) позволяет
устранить в определенной степени некоторые недостатки: повышаю^^
ся мощность сигнала на выходе (без усиления) до 0,1 мВт н крат
кмпеменная стабильность частоты. Достоинством этого способа яв­
ляется возможность максимального использования хорошо освоен­
ной т ^ н н к Г см т еза в диапазоне 2 - 1 0 ГГц, сравнительная просто­
та. Для ряда случаев из-за сравнительно низкого уровня подавле42
на этом способе,
иеприм^
простым способом повышения максималь­
ной частоты синтезаторов является смешение частоты сигналов
сравнительно низкочастотных синтезаторов (с частотой 2 — 4 1 1 Ц) с
сигналами фиксированной частоты требуемого диапазона, а этом
случае обеспечивается подавление побочных сигналов выше зи д ь с
помощью обычного полосового фильтра, так как требуется выделить
только суммарную частоту. Прн этом уровень шумов определяется
уровнем шумов опорного сигнала. Мощности сигналов на выходе в
этом случае могут достигать 0 , 1 - 1 мБт. Этому способу также
присущи некоторые недостатки предыдущего: ограниченные полоса
синтезируемых частот (до 2 ГГц) н уровень мощности.
Гтбая настройка
± .
2Sp-i(L
Опорный _ 5МГ1^
тем
кНащебый
генератор
г> частоть!
Целитель
частоты
на 20
И
W0 МГц,
стан5а(хпа частты
в " '
умножи­
ий упраВФазобый -4> лйемый
детектор
генератор
2-й управ­
ляемый
генератор
2-я
'.я
развязка
2-и wnga/fленныи
ответви Выход
тель
Фазовый
детектор
Целитель
на 80
ЮОкГи,
-> ЯПКД
развязка
тель
50-т,9МГц
Прогронмное
тическое
астрой ст8о
Базобый синтезатор
УПЧ
ий сме­
ситель
j Блок СВЧ
! генератора
т м ги
Умножи­
тель на 2
2-й сме­
ситель
ут
блок повышения частот
РИС. 1.10. функциональная схема синтезатора частоты днапазона 18—40 ГГц
Наиболее высокие показатели в ММ диапазоне обеспечивает
косвенный метод синтеза, основанный на использовании ФАПЧ ши­
рокодиапазонного генератора ММ диапазона по опорному высоко­
стабильному маломощному сигналу. Упрощенная функциональная
схема синтезатора частоты диапазона 18 — 40 ГГц, основанного иа
таком способе синтеза [38], показана иа рис. 1.10. Базовый цифро­
вой синтезатор частоты, основанный на косвенном методе синтеза,
может использоваться как самостоятельный прибор в комплекте с
блоком СВЧ генератора и обеспечивает при сменном управляемом
СВЧ генераторе синтез частот с минимальным шагом 100 кГц в
диапазоне 0,1 — 18 ГГц. Программное цифровое логическое устрой­
ство вручную или автоматически в соответствии с задаваемой про­
граммой управляет коэффициентом деления делителя с переменным
коэффициентом деления (Д П К Д ), изменяющимся в пределах 500—
1499, коэффициентом умножения перестраиваемого умножителя,
обеспечивает грубую настройку первого и дополнительного второго
управляемых генераторов СВЧ на требуемую частоту и, таким об­
разом, осуществляет синтез требуемой частоты.
43
Стабильность частоты определяется опорным внутренним квар­
цевым генератором частоты 5 МГц нли внешним стандартом часто­
ты Опорный СВЧ сигнал формируется путем умножения частоты
сигнала кварцевого генератора на 20 и использования умножителя
частоты с изменяемым коэффициентом умножения. В качмтве та­
кого умножителя может, например, использоваться устроиЬтво, со­
стоящее из простейшего варакторного умножителя и сннхроннзнруемого сигналом этого умножителя перестраиваемого по частоте гене­
ратора на Л П Д нли диоде Ганна. С опорным СВЧ
шнвается сигнал 1-го управляемого генератора СВЧ одного нз смен­
ных блоков СВЧ генераторов, поступающий с 1-го направленного
ответвителя. В качестве управляемого СВЧ генератора в ннжней
части диапазона (до частот 8 ГГц) используется
тогенератор, в верхней - генератор на
“ ад
обоих случаях обеспечивается с помощью Ж ИГ. На рнс. 1.10 пола
гается, что соответствующий управляющий элемент и его Уснлнтадь
входят в состав управляемого генератора. Разность частот этих двух
сигналов за счет соответствующего управления “^еспечивается та­
кой чтобы на выходе Д П К Д частота сигнала равнялась 100 кГц.
Н а ’выходе фазового детектора прн этом появляется управляющий
гнгнял системы ФАПЧ, обеспечивающий точную подстройку по фа­
зе 1-го генератора СВЧ к опорной частоте 100
Ф^Р“ "РУ®
делением частоты сигнала кварцевого генератора на 50. Блок новы
шТння частоты обеспечивает синтез частоты «
^
Этот диапазон перекрывается также с
ипи повышения частот в диапазоне 18 — 26,5 н
— 4U 11 ц. weao
вой 2-го управляемого генератора СВЧ
"„ajogax
Ганна перестраиваемый по частоте с помощью Ж ИГ. В д и а п а зо н а
8 8— I’SOS н 13,05— 19,05 ГГц опорным является сигнал 1-го
пквляемого генератора, формируемый рассмотренным способом (баси н т езат о'Х
Этот сигнал умножается по частоте на два
и поступает на 2-н смеситель второй петлн ФАПЧ, с помощью кото­
р о й г Т ^ а в л я е м ы й г е н е р а т о р настраивается на сннтезнруемую^^^^^
СТОТУ
Зм ченне промежуточной частоты 400 МГц в данном случае
выбрано для устранения паразитных связен с цепями первой про‘‘® * С о б ° н 1 Г с н н ™ з Г т ^ «ё™ ты "в диапазоне 1 8 - 2 6 , 5 ГГц обе-
Ппн1°ененТе ^ в у х колец ФАПЧ
“ Г ,с я Г
S
=
»
= F
ннзкнй уровень
=
™ р«АрАяк^ С и р т ев и р у е... ч а ст о ,, о т о б р а » . . , : .
на световом индикаторе.
44
=
обеспечивает
/
-
Подобная структура построения синтезатора частоты (рнс. 1.10)
может быть использована н для формирования сигналов более высо­
ких частот. Использование на выходе подобных синтезаторов ам­
плитудных модуляторов на p-i-п-структурах. системы А Р М на
такой структуре устройства калнбровкн мощности позволяет созда
и а т Г н з м ^ н ^ ь н ^ генераторы весьма высокого класса для много­
численных применений. Например, фирма Watkins
s рекл
мирует синтезатор W J=1250A на диапазон 0 , 1 - 4 0 ГГц с суточ
ной стабильностью частоты 10” ®. дискретностью перестройкн 100 кГц,
постоянным н регулируемым уровнем мощности на выходе н пр г
раммным управлением, пригодный для многих
Frequency Engineering Lab. рекламирует_ синтезатор на днапа он
О 1 — 100 ГГц с дискретностью перестройки от 1 кГц до 1 11 ц с
электронной нлн механической настройкой,
уровнем
—
130 дБ /Гц прн расстройке 1 кГц, временем переключения 100 не,
'^°'” каТ*’м ед у е т нз изложенного, в настоящее время начали ин­
тенсивно разрабатываться синтезаторы частоты в ММ диапазоне^
Общие нроблшы и тенденции синтеза частот в ММ диапазоне в
ОСНОВНОМ те же, что н в СМ (см. также гл. о).
Фирма Micro-Tel. Со. предлагает генератор сигналов с калнброванным выходом от + 1 0 д о - 1 2 0 дБ н
^
печнвающим качание н синтез частот в диапазоне до 40 / Г ц , это
является примером объединения в одном приборе функции измери­
тельных генераторов нескольких типов н синтезатора.
В СБМ диапазоне решение задач синтеза частот усложняется
и обеспечивается за счет нескольких колец ФАПЧ. Подробнее воз­
никающие прн этом трудности н пути нх разрешения рассмотрены
^ '^'"за’ пубежом начали рекламироваться генераторы с ФАПЧ по
кварцевому плп квантовому стандарту частоты на диапазон до
ПО ГГц характеризующиеся соответственно высокой долговремен­
ной и кратковременной стабильностью частоты.
Выпускаются «стабилизаторы частоты», представляющие собой
системы ФАПЧ, в комплекте с соответствующими генераторами ММ
диапазона с электронной перестройкой н стандартом частоты, обес­
печивающие высокую стабильность частоты
Например фирма
Microwave System s Inc. рекламирует модель МО-5 на диапазон 1 -40 ГГц, обеспечивающую стабильность частоты 5 . 1 0
за 1 мс,
5 .10-® за 1 с; 5- 10“ ® за 1 ч.
Следует отметить устойчивую тенденцию повышения стабиль­
ности частоты измерительных генераторов ММ диапазона. Возни­
кающие здесь задачи решаются на основе достижений техники ста­
билизации частоты, умножения н смешения частот.
Промышленностью выпускается большое число типов пoлyпpoJ
водннковых генераторов на диапазон 30— 110 ГГц с электронной
перестройкой частоты н мощностью 10—200 мВт, позволяющих
быстро создавать измерительные лабораторные установки.
В ы пускаем ы е
отечественной
промы ш ленностью
генераторы шума ММ диапазона, к ак правило, входят
в состав изм ерителей коэф ф ициента ш ум а и ш умовой
тем пературы и строятся по тем ж е принципам, что ге­
нераторы Шума СМ д и ап азо н а на основе газо р а зр я д
ных лам п . У ровень их спектральной плотности мощ45
ности ш ум а (С П М Ш ) 53— 70; /Сст<1,3. В и зм еритель­
ной практике использую тся так ж е генераторы ш ума
на Л П Д .
З а рубеж ом в д и ап азон е 26,5— 40 Г Г ц известна,
наприм ер, модель ген ератора ш ум а 7096, которая обес­
печивает С П М Ш 43, погреш ность калибровки 5,9% при
A ct— 1,3. Ф ирм а M icronetics Inc. реклам и рует модель
на полупроводниковом генераторе ш ум а 52640 на д и а ­
пазон 26,5— 40 ГГц со С П М Ш — 23 дБ.
И з излож енного мож но сделать вывод, что н аблю ­
даю тся следую щ ие тенденции разви тия заруб еж н ы х и з­
мерительных генераторов ММ ди ап азон а; освоение все
более коротких волн; ш ирокое внедрение тверд отель­
ных приборов и вытеснение ими в ряде случаев элект­
ровакуум ны х
приборов;
повышение
стабильности
частоты генераторов; р азр а б о тк а генераторов, обеспе­
чиваю щ их стабильность стан д артов частоты, и си н теза­
торов частоты; попытки объединить в одном приборе
функции генераторов сигналов, Г К Ч и синтезаторов
частоты ; ш ирокое использование синтезаторов частоты
в этих целях; авто м ати зац и я процесса уп равлен ия (в
том числе, дистанционное уп равл ен и е), изм ерения, об­
работки и докум ентирования результатов измерений
на основе использования вычислительной техники, в
том числе встроенных микропроцессоров; ш ирокое ис­
пользование базовы х блоков сравнительно низкочастот­
ной модели, содерж ащ и х основные устройства ген ера­
тора, и семейства просты х генераторны х блоков на
различны е диапазоны частот.
В области создан и я изм ерительны х генераторов
СБМ д и а п а зо н а пока ведутся только научны е иссле­
дования. В бли ж айш ее врем я следует ож и д ать п оявле­
ния промы ш ленны х изм ерительны х генераторов в ко­
ротковолновой части М М д и ап азо н а и в С Б М д и а п а ­
зоне волн. Д о настоящ его времени в С Б М д иапазоне,
к ак отм ечалось, р азр аб аты в аю тся изм ерительны е гене­
раторы в виде лаб о раторн ы х установок.
А ттестация, метрологическое обеспечение при р а з ­
р аботке и эксплуатации промы ш ленны х измерительны х
генераторов осущ ествляю тся на основе использования
методов и средств изм ерений, рассмотренны х в гл. 3—
6 , 9.
И зм ерительны е генераторы лаб ораторн ы х устано­
вок д л я научных исследований. О тсутствие промы ш ­
ленных Р И П в коротковолновой части ММ п в СБ.М
46
д и ап азо н ах волн, а в ряде случаев высокие тр еб о ван и я
к техническим характери сти кам ап п аратуры д л я ооеспечения тех или иных научны х исследований оп р ед ел я­
ю т необходимость создан и я соответствую щ их устано­
вок в том числе изм ерительны х генераторов. Р ассм о т­
рим наиболее характерн ы е варианты изм ерительны х
генераторов лаб ораторн ы х установок д л я различны х н а ­
учных исследований, которы е могут иметь достаточно
ш ирокое применение.
В [3, 11], наприм ер, приведены сведения об одном
и з первых изм ерительны х генераторов на д иапазоне
I 2—0 73 мм на Л О В с повышенной стабильностью ч а ­
сто ты ’ около
10-5 за 1 ч, обеспечиваемой б лаго д ар я
применению системы А П Ч по пассивному эталону на
откры том резонаторе с частотной м одуляцией стаби ли ­
зируемого генератора.
В ком плект ген ератора входит гетеродинный пано­
рам ны й частотом ер
(см. гл. 6), обеспечиваю щ ий
греш ность контроля и установки частоты менее о - 11) - ,
и калорим етрический изм еритель мощ ности (см. гл. 9 ).
М ощ ность ген ератора более 1 мВт, глубина AM при
м аксим альной частоте модуляции 10 кГц
С В Ч тр ак т передатчи ка выполнен на б азе п рям оуголь­
ного волновода повышенного сечения (2,4 X 1 ,2 м м ).
По подобной структурной схеме выполнен ш ироко­
диапазонны й изм ерительны й генератор с повыш енной
стабильностью частоты д л я спектроскопических иссле­
дований на д иапазон 300— 1000 ГГц на Л О В [12]. Он
обеспечивает контроль и установку частоты с течностью
5-10"^ и контроль генерируемой мощности. Х арактерными особенностями ген ератора явл яю тся и сп ользова­
ние квазиоптического герм етизированного тр ак т а СВЧ.
В состав С ВЧ т р ак та входят зеркальны й лучевод с ру­
порно-линзовым возбудителем , пленочный полиэтиле­
новый д елитель мощ ности, откры ты й резонатор
п ас­
сивный эталон системы А П Ч , уголковы й о тр аж ател ь,
н изкотем пературны й прием ник системы А П Ч и откры ­
тый резонатор волном ера. П о л езн ая мощ ность ген ер а­
тора 10-*—40“ 5 Вт; долговрем ен ная стабильность ч а­
стоты п оряд ка 10-5 за \ ч.
В гл. 6 та к ж е рассм отрены некоторы е примеры ге­
н е р а т о р о в -г е т е р о д и н о в лаб ораторн ы х установок со
стабильностью частоты квантовы х стандартов частоты.
В качестве характерн ого прим ера лабораторного из47
ж
мерительного ген ератора на Л О Н приведем краткое
описание устройства, разработан н ого в 1976 г. в Х ар ь ­
ковском государственном университете (д ал ее Х ГУ )
им. А. М. Горького. Технические характери сти ки при­
бора:
д и апазон волн 2000— 70 мкм;
число рабочих волн (со сменой га за ) более 1000;
вы ходная мощ ность 50—0,05 мВт;
стабильность уровня выходной мощ ности в реж им е
свободной генерации источника н акачки не хуж е 5% в
течение 10 мин; при вклю ченной систем е А П Ч С О г-ла­
зер а стабильность уровня генерируем ой мощ ности не
хуж е 3 % в течение 1 ч;
п оляри зац и я излучения — линейная; в зависим ости
от типа поглощ аю щ его перехода плоскость п о л яр и за­
ции приним ает одно из двух взаим но перп ен ди куляр­
ных полож ений;
габари ты лазерной головки 1800X 190X 430 мм.
С хематически устройство прибора
показано на
рис. 1.11. П рибор см онтирован в станине н а инваровы х
стерж нях. В верхней части станины собран С О г-лазер.
Его р а зр я д н а я тр уб ка имеет длину 1,3 м и д иам етр
15 мм. П ерестройка л а зе р а по частоте производится в р а ­
щ ением эш елетта при помощ и угломерного устройства.
Бы стры й и безош ибочный выход на требуем ую линию
генерации С О г-лазера осущ ествляется при помощи
градуировочной таблицы , в которой у казан ы соответст­
Система
АПЧ
к
блок
питания
(к
2
1
РИС. 1.11. Устройство ЛОН:
/ — зеркала; 2 — делитель луча СОг-лазера; 3 — окна (нз N aC l); 4 —
зеркала резонатора ЛОН; 5 — окно нз кристаллического кварца; в —
германиевое зеркало с многослойным покрытием; 7 — газоразрядная
труб ка С О .-л а зе р а ; в — эш елетт; 9 — у п р ав л яю щ и й п ьезо эл ектри чески й
э л ем ен т системы АП Ч
48
I
вую щ ие значения углов. Со стороны эш елетта трубка
герм ети зирован а пластиной из хлористого н атрия, у ста­
новленной под углом Брю стера. И злучение из р езо н а­
то р а С О г-лазера вы водится через герм аниевое зер кал о
с многослойным отраж аю щ и м покры тием
(коэф ф ици­
ент отраж ен и я 8 5 % ). И сточник н акачки обеспечивает
мощ ность до 20 Вт на сильных линиях в диап азон е
10,6 мкм и до 15 Вт на линиях в диап азон е 9,6 мкм.
Собственно С Б М л азер располож ен в ниж ней части
станины. Его резонатор имеет длину 1,4 м, диам етр зер ­
кал 85 мм, р ад и у с кривизны зер к ал
1 м. Р езо н ато р
помещ ен в стеклянную кювету, снабж енную кранам и,
обеспечиваю щ ими зад ан н ы й реж им прокачки г а за или
установку рабочего д авлен и я в «отпаянном» реж им е.
С ф окусированное излучение н акачки вводится в резо­
натор через отверстие диам етром 1,5 мм в центре пер­
вого зер к ал а. В ывод С БМ излучения осущ ествляется
через отверстие диам етром 4 мм в другом зер к ал е резо ­
н атора. П редусм отрен а возм ож ность перехода к волно­
водному вари ан ту конструкции. Д л я этого из кюветы
извлекаю тся зе р к а л а и на центрирую щ их вкл ад ы ш ах
устан авл и вается кварцевы й волновод соответствую щ его
д иам етра. З а тем устан авл и ваю тся плоские зер к ал а.
Одно из них глухое, с небольш им отверстием в центре
(д ля ввод а излучения н ак ач к и ), другое — гибридное,
обеспечиваю щ ее хорош ее отраж ен ие излучения н ак а ч ­
ки и вывод излучения в С Б М диап азон е через всю по­
верхность зе р к а л а без искаж ен и я распределения поля
моды Е Н п .
Естественно, кратко рассм отренны е наиболее х а р а к ­
терные из известных лабораторн ы х измерительны х ге­
нераторов д л я научных исследований лиш ь х ар а к т ер и ­
зую т соврем енны й подход исследователей к их со зд а­
нию, нам ечаю щ иеся тенденции р азви ти я и требования
п рактики, д ал еко не охваты вая всего их многообразия.
П ерспективность М М и С Б М диапазонов д л я р яд а
применений и нам етивш аяся в последние годы тенден­
ция ускоренного освоения р ассм атриваем ы х д и а п а зо ­
нов поставили в практическом плане зад ач у промы ш ­
ленного вы пуска Р И П всех типов, в том числе и изме)ительных генераторов на весь М М и С Б М д иапазон
31]. Б л и ж ай ш ей зад ач ей явл яется создание промы ш ­
ленных образц ов изм ерительны х генераторов общ его
применения на основе Л О В в д и ап азо н е 3—0,3 мм и
4 -3 1 8 8
49
н а основе газовы х л азер о в в д иапазоне 0,3— 0,1 мм.
П ринципиальны х ограничений, к ак следует из и зл о­
ж енного, д л я этого нет.
Реш ение этой зад ач и потребует создан и я сп ец и ал ь­
ных метрологических средств, в том числе и ген ерато­
ров, д л я аттестации и поверки рабочих приборов с м е­
трологическим и характери сти кам и , леж ащ и м и на пре­
д ел е достиж им ы х в н астоящ ее время. П рименение
новых методов и идей, очевидно, позволит повысить
метрологические характери сти ки и рабочих приборов.
2
ГЛАВА
Приемники излучения ,
2.1. Общие сведения
Тот факт, что ММ и СБМ волны занимают промежуточное по­
ложение меж ду сантиметровыми волнами и оптическими, пред­
определяет как особенности приемников ММ и СБМ диапазонов,
в которых часто переплетаются радиотехнические и оптические
методы нх реализации, так и трудности создания таких приемни­
ков. Последние обусловлены тем, что ® ММ и СБМ диапазонах
этн методы имеют определенные ограничения. Ограничения радио­
технических методов связаны с тем, что размеры сосредоточешых
элементов, обычно используемых в длинноволновой части СВЧ
диапазона, в ММ н СБМ диапазонах становятся очень малыми.
Применение оптических методов затруднено вследствие малой
энергии квантов излучения ММ н СБМ диапазонов, которая
сравнима с энергией квантов теплового излучения окружающей
среды прн температуре 300 К.
Основная проблема, которая стоит перед создателями прием- .
ников ММ н СБМ диапазонов. — увеличение чувствительности, бы­
стродействия, снижение минимальной обнаруживаемой мощности и
расширение рабочего диапазона частот. Эта проблема решается
несколькими путями: распространением оптических методов инди­
кации излучения на ММ и СБМ диапазоны волн; расширением об­
ласти применения прнемннков, работающих в длинноволновой ча­
сти СБЧ диапазона, на ММ и СБМ диапазоны; поиском принци­
пиально новых (методов обнаружения ММ н СБМ излучения и но­
вых принципов построения приемных систем.
В ходе решения указанной проблемы возникают следующие
основные задачи:
1. Поиск новых и детальное нзученне известных эффектов, на
которых базируется работа приемных элементов ММ н СБМ диа­
пазонов волн.
2. Создание полупроводниковых н иных новых материалов, по­
зволяющих достичь нанлучших характеристик детекторов.
3. Выбор и разработка оптимальных конструкций приемников,
позволяющих наиболее полно реализовать возможности различных
50
способов индикацнн излучении и различных приемных элементов.
Приемники ММ н СБМ излучения описываются теми же ха­
рактеристиками, что и приеминкн других диапазонов. Основные из
них следующие:
1. Чувствительность S, определяемая как амплитуда выходно­
го сигнала, соответствующая единице мощности излучения, пода­
ваемой на вход приемника, и измеряемая в вольтах иа ватт.
2. Минимальная обнаруживаемая мощность Pmin, равная мощ­
ности излучения, которую необходимо подвести ко входу прием­
ника, чтобы получить на его выходе сигнал, равный шумовому на­
пряжению. Часто вводится такая характеристика, как эквивалентная
мощность шумов (ЭМШ), определяемая как среднее квадратиче­
ское значение мощности излучения, модулированной синусоидаль­
ным сигналом, которое позволяет получить на выходе приемника
напряжение сигнала, равное среднему квадратическому напряже­
нию шумов. Поскольку напряжение шумов зависит от полосы ча­
стот, обычно берут напряжение шумов, приходящееся на единичный
интервал частот, тогда единица измерения Pmin и ЭМШ
Вт/Гц / .
Качество приемника тем выше, чем меньше значение Pmin или
ЭМШ, поэтому часто используют обратную величину— обнаружительную способность D — l/Pmln- у многих типов приемников
(фотонных, тепловых) ЭМШ прямо пропорциональна корню квад­
ратному из площади приемного элемента А . Чтобы исключить не­
однозначность прн сравнении приемников с различной площадью
приемных элементов; используют эквивалентную плотность мощ­
ности шумов (ЭПМШ ), т. е. ЭМШ, отнесенную к единице площади
приемного элемента, а обнаружительную способность определяют
как D * = D A 'P .
3. Инерционность приемника характеризует его способнмть
к приему модулированного излучения, т. е. его быстродействие. Эта
ветичнна обычно обозначаемая т, называется иногда постоянной
времени и измеряется в секундах. Если чувствительность приемни­
ка при приеме немодулированных сигналов равна So, то при прие­
ме излучения, модулированного с частотой Q, чувствительность
изменяется по закону S ( Q ) = S o / ( l + f i ^ 5!)i/2.
4. Спектральная или частотная характеристика показывает, ка­
ким образом какая-либо из приведенных характеристик, опреде­
ленная при приеме монохроматического излучения, зависит от дли­
ны волны или частоты. Наибольший интерес представляет спект­
ральная характеристика чувствительности.
Общие принципы построения приемных систем ММ и СЬМ
диапазонов остаются в основном теми же, что и в более длинно­
волновых участках СБЧ диапазона. Н аиболее простым является
детекторный приемник, в котором принимаемое излучение детек­
тируется без предварительного усиления или преобразования н
усиливается усилителем низкой частоты (УНЧ). Для увеличения
чувствительности детекторные прнемникн могут снабжаться усили­
телями высокой частоты (УБЧ). Б ММ н СБМ диапазонах широко
используются и супергетеродин,ные приемники, так как они намного
чувствительнее детекторных. Наряду с супергетероднннымн при­
емниками без УБЧ применяются и приемники с УБЧ. Применение
УБЧ с низкой шумовой температурой (параметрические нлн кван­
товые парамагнитные) позволяет увеличить чувствительность при­
емного устройства на один-два порядка. Однако в ряде случаев
I применение УБЧ оказывается невозможным из-за нх ограниченной
л*
51
полосы пропускания. Подобное ж е ограничение может водннкать
я при иопользованни усилителен промежуточной частоты (УПЧ).
В завнсимостн от характера принимаемого излучения прием­
ники можно разделить на приемники квазнмонохроматнческого
излучения и приемники шумоподобных сигналов (радиометры).
П омеднне представляют собой приемные устройства, предназначен­
ные для измерения мощности шумового излучения в некоторой за ­
данной полосе частот Af. Радиометр состоит нз широкополосного
приемника н вспомогательных устройств, которые помогают отде­
лять принимаемый сигнал от собственных шумов. Главное требо­
вание, предъявляемое к раднометрам, — обеспечить прием в широ­
кой полосе частот, в то время как требование малых собственных
шумов не является определяющим. В отлнчне от радиометров
в приемниках квазнмонохроматнческого излучения на первый план
выдвигается требование малых собственных шумов, так как здесь
полезный сигнал имеет четко ограниченную полосу частот.
Основной частью приемника является приемный элемент, ко­
торый преобразует энергию принимаемого излучения в д р у ™
виды знергнн, доступные для непосредственной индикации. Но
принципам действия приемные элементы делятся на несколько ти­
пов. Основные нз этих принципов следующие: электронные^ процес­
сы в твердых телах, связанные с диффузионным н дрейфовыми
потоками электронов; взаимодействие носителей заряда в твердых
телах с квантами принимаемого излучения; тепловое воздействие
электромагнитного излучения на рабочее тело приемного элемента.
Свойства приемных элементов предопределяют все важнейшие
характернстикн приемников в целом. Поэтому в настоящей главе
первостепенное внимание уделяется рассмотрению основных типов
приемных элементов, применяемых в ММ н СБМ диапазонах.
В практике раднонэмереннй используются специальные измери­
тельные приемники. Согласно принятой в СССР класснфнкацнн
радиоизмерительных приборов, онн относятся к подгрутше П —
приборы для измерения напряженности поля и радиопомех. Изме­
рительные приемники (внд П5) предназначены для измерения мощ­
ности слабых сигналов.
■В ходе научных исследований возникает необходимость в раз­
работке специальных лабораторных образцов приемных элементов,
устройств н приемников, характернстнки которых во многом опре­
деляют успех измерений н исследований. В этой связи в данной
главе рассматриваются основные приемники излучения, которые на­
ходят применение в таких случаях.
2.2. Кристаллические детекторы
Точечно-контактные
кристаллические детекторы исторически
были первыми приборами, применявшимися для обнаружения СВЧ
излучения, и онн сохраняют свое доминирующее положение в этой
области до настоящего времени. Известно несколько типов точечно­
контактных кристаллических днодов, используемых в ММ н СБМ
диапазонах; с барьером Шоткн, получающиеся путем прнжнма ме­
таллического острия к поверхности кристалла нлн путем осаждения
металла на поверхность полупроводника; с р-я-переходами малой
площади, получаемыми сплавлением или диффузней; с горячими
носителями заряда (озонисторы); с контактами металл — металл.
52
РИС. 2.1. Эквивалентная схема кристалли­
ческого диода с запорным слоем;
— сопротивление запорного слоя;
Сд — его
викость;
— сопротивление растекания базы;
_ индуктивность выводов; Сд — емкость кор-
Ск.
Сл.
■
луса
\
Is
----- C - J -
f
Требования к диодам ММ и
СБМ диапазонов с запорным сло­
ем . Х арактеристики диодов первых
д ву х типов оп ределяю тся в первую очередь свойствами
тонкого запорного слоя, возникаю щ его на границе м е­
т а л л — полупроводник или на границе р- и «-областей.
К ром е того, что этот слой имеет повыш енное удельное
сопротивление и з-за обеднения подвиж ны м и носителями,
ем у присущ а так ж е емкость. С учетом конструктивны х
элем ентов экви вал ен тн ая схем а кристаллического диода
п ред ставл яется так, к а к п оказано на рис. 2 .1.
С войства диодов при видеодетектировании принято
х ар актер и зо в ать вольт-ваттной (или ам пер-ваттной) чув­
ствительностью 5 „ = й С /в ы х /4 Р (5 , = й/выхМ^^), эквивалентной мощ ностью ш умов или минимальном оонаруж и ваем ой мощ ностью , и постоянной времени. В ольт-ваттн ая и ам п ер-ваттн ая чувствительности в М М и С БМ
д и ап азо н ах сильно зави сят от значений емкости перехо­
д а Сп и сопротивления растекани я Гз, что и предопреде­
л яе т требован ия к диодам этого д и ап азо н а п особенно­
сти их технологии. И ндуктивность выводов в реальны х
конструкциях м ож ет быть сд ел ан а столь малой, что ее
влиянием мож но пренебречь; емкость корпуса тож е моИсет быть достаточно малой, так к ак в коротковолновом
участке М М д и ап азо н а и С Б М д и ап азо н е диоды вы пол­
няю тся без корпусов. Таким о б разом , Сп и Гз являю тся
главны м и паразитны м и элем ентам и, ограничиваю щ ими
верхний частотны й предел диодов.
Е сли
ам перваттн ая чувствительность д и од а на низких частотах
р ав н а So, то н а С В Ч она определяется вы раж ением [40J
S =
S.
(1 +Гз//?п + coV^C%) (1 -f
(2 .1)
И з (2.1) следует, что сниж ение чувствительности опре­
д ел яется величиной (oVjC^n, следовательно, н а М М и
С Б М волнах следует по возм ож ности ум еньш ать г,
и Сп, со зд ав ая у поверхности кр и сталл а, где ф орм ирует­
ся запорны й слой, высокоомную область.
53
Характеристики диодов ММ и СБМ диапазонов. Д и о ­
ды с приж имны ми контактам и м еталл — полупроводник
могут быть созданы на основе любого полупроводника,
однако по ряду причин (часто случайны х) более других
и сследовался контакт кремний — вольф рам (S i—W ).
К счастью , оказалось, что эта п ар а действительно обла­
д ает одними из лучш их детекторны х характеристик.
В настоящ ее время для изготовления точечно-контакт­
ных диодов широко использую тся так ж е германий (G e ),
арсенид гал л и я (G a A s), сурьмянисты й индий (In S b ).
в последние годы серьезное вннманне уделялось диодам на
основе InSb и GaAs [41—43]. Например, в [41, 42] сообщалось
об нопользованнн точечного контакта металл — InSb для детекти­
рования излучения на длине волны HCN-лазера %=337 мкм. Сурь­
мянистый индий /1-типа (/i-InSb) имел концентрацию примесей
Ю’* СМ-®. В качестве материала контактной пружины применялась
бернллневая бронза. Была получена чувствительность до 20 В/Вт,
мнннмальная обнаруживаемая мощность с усилителем У2-6 со­
ставляла 4 - 1 0 - ‘° Вт/Гц‘/“. Детектирующие свойства контакта при
охлаждении до 77 К на низких частотах существенно улучшались,
в то время как на СВЧ они ухудшались. Для получения диодов
нз GaAs предпочтительным оказался материал с //-типом проводнмостн с контактными пружинками практически нз любых мате­
риалов. Нанлучшне результаты дают медь н ее сплавы. Дноды нз
GaAs характеризуются очень высоким обратным сопротивлением,
плавным пробоем. Проводимость в прямом направлении насту­
пает при сравнительно большом
0,5 В) напряжении.
Л учш ие диоды из кремния были получены на основе
кремния р-типа (p-Si) с м алы м удельны м сопротивлени­
ем (р < 0 ,0 0 5 О м -см ) в п аре с вольф рам овы м острием.
Кремний р-типа был вы бран эмпирически, т а к к а к о к а­
залось, что такие диоды об ладаю т больш им обратны м
сопротивлением и лучш ей прямой проводимостью , чем
диоды на кремнии «-типа (« -S i). Д л я увеличения верхне­
го частотного предела в кремнии создается высокоомный
поверхностный слой. К ремний удобен так ж е и к ак м ате­
р и ал с большой твердостью , что способствует получению
контактов м алой площ ади. Эмпирически было устан ов­
лено, что детекторны е и смесительны е характери сти ки
диодов из p-Si (кроме кремния, легированного алю м и­
нием) сущ ественно улучш аю тся, если на последнем э т а ­
пе изготовления кон так та осущ ествляется механический
удар острия о поверхность кр и стал л а при условии, что
при этом не происходит сильного увеличения площ ади
контакта.
Д иоды из герм ания изготовляю тся аналогично крем ­
ниевым. Л учш им м атериалом д л я диодов о к а зал ся геп54
м аний «-типа («-G e), причем д л я улучш ения х ар ак тер и ­
сти к диодов производится электри ческая ф орм овка кон­
так то в , n V которой через них пропускаю тся импульсы
то к а определенной ам плитуды и длительности, подби
Г аем ы е опытным путем. Х арактеристики г е р м ^ и е в ы х
диодов аналогичны характери сти кам кремниевы х с той
ли ш ь разницей, что п р ям ая проводимость у германиевы х
ч
^**°Быстродействие кристаллических диодов определяет­
ся в основном временем жизни избы точны х носителей
за р я д щ н a к o п л e н L x в базе диода при протекакии п р я­
мого тока, которое м ож ет варьи роваться в «чень ш иро­
ких пределах. П ри введении в полупроводник небольш о­
го количества примесей с глубокими уровнями (золото
никель и д р.) врем я ж изни мож ет быть доведено до
Ю -'” с и меньше.
Т а б л и ц а 2. 1. Х аракт ерист ика видеодет ектот в н апряж ения
. _______ ...к.,.., к-пчтпгташ1 м ет алл—полиироводник [3]
М атериал полупроводцика
Тип про­
водимости
Si
GaAs
р
р
GaAs
Эпнтакснальиый GaAs
InSb
п
п
п
прим ечание.
При изготовлении
М атериал
металлической
иглы
S /g m a x '
дБ
Видеосопротив­
ление, Ом
73
2 -1 0 *
56
500
43
30-10*
56
1 5 -1 0 *
200
Вольфрам
Фосфатная
бронза
То же
•
58
•
диодоз
с
контаетами
« 5 мм. Ч а!
стота детектируемого сигнала около SOU 11
^
___________________
Д л я характери сти ки чувствительности видеодетекто­
ров часто используется тан ген ц иальн ая чувствительность
5 te которая определяется как мощ ность си гн ал а в дец и ­
б е л а х относительно 1 мВт, необходим ая д л я получения
выходного си гн ал а с амплитудой, превы ш аю щ ей уровень
ш ум а в зад ан н ое число раз (обычно на 4—Ь д Ь ). л а р а к теристики диодов с приж им ны ми контактам и, р аб о таю ­
щ их в качестве видеодетекторов, приведены в таб л. 2 . 1.
Отечественной промышленностью освоен
массовый вьщуск
коеминевых и арсенндгаллневых днодов; вндеодетект^ов ДЬи1А-ь,
К
см есн тел ь^ х днодов Д402. Д404 Д407, 2АЮ1 н их анд^огов, охватывающих диапазон до 4 мм. Диоды с аналогичными
55
рактернстнкамн выпускаются и за рубежом. Готовятся к серий­
ному выпуску диоды на диапазон до 2 мм.
В настоящ ее врем я возмож ности кристаллических
диодов ещ е не исчерпаны. П оиски путей улучш ения х а ­
рактеристик этих приборов ведутся в основном с прибо­
рам и на бар ьер ах Ш отки в следую щ их направлен иях:
поиск оптим альны х парам етров полупроводниковы х м а­
териалов, создание диодов с субмикронными кон так та­
ми, оптим изация геометрии барьеров.
Р асчеты п о казал и , что наиболее перспективными м а ­
тер и ал ам и для получения наивы сш их рабочих частот
являю тся
In S b
и - трехкомпонентное
соединение
H g * C d i-3cTe, н а которы х могут бы ть создан ы диоды д л я
работы на д ли н ах волн до 10— 30 мкм. Б л а г о д а р я усп е­
хам в технологии полупроводниковы х приборов стал о
возмож ны м получение субмикронны х барьеров Ш отки.
Н априм ер, диоды с барьером Ш отки диам етром 0,5 мкм,
получаем ы е осаж дением платиновы х контактов на одно­
родно легированны й «-G aA s с концентрацией примесей
5-10'8 с м -^ имеют емкость переходов при нулевом см е­
щении 1,3-10-® пФ и сопротивление растекани я 1 9 ± 3 0 м ,
что д ает значение м аксим альной рабочей частоты / =
= (2яГзСп)“ ' = 9 - 10'® Гц. Д иоды с м иним альны ми р а зм е ­
рам и барьеров около 0,1 мкм получаю тся так ж е спосо­
бом электронно-лучевой литограф ии. И спы тания так и х
диодов в реж им е видеодетектирования и см еш ивания
сигналов на длинах волн 1222, 496, 118,8 и 70,5 мкм
(последние две длины волны мож но считать рекордны ми
д ля диодов с барьером Ш отки) д ал и результаты , приве­
денные в таб л. 2 .2.
Т а б л и ц а 2 .2 . Х аракт ерист ики диодов с субмикронными
барьерами Шотки
X, мкм
S„, В/Вт
7 0 ,5
118,8
496
1222
0 .0 4
0. 4
10,0
10,0
В последнее время предприняты попытки
рабочую частоту днодов с барьером Шоткн ие
радиуса контактов, а за счет распределения
создания контактов со сложной геометрией: в
56
ЭМШ, В т/Гц>/2,
при Д/= 5-103 Гц
2.5-10-»
I . S - I O- ’
М0-»
1-10-»
увеличить верхнюю
за счет уменьшения
кх площади, т. е.
виде креста, много-
лучевой звезды н т. п., что возможно прн нопользованнн электрон­
но-лучевой лнтографнн. Расчеты показывают, что нанесение омнн ек ого контакта н на верхнюю грань кристалла (поверхностная
металлизация) значительно уменьшает сопротивление растекания
прн любой конфигурации барьера, а крестообразные барьеры умень­
шают его прн одной н той ж е площади (емкости) бар ь ^ а. В ряде
оабот получено экспериментальное подтверждение подобных рас­
четов. Например, описаны дноды с поверхностной металлизацией
в ? “ ей грани, ^ е ю щ н е г ,= 1 1 Ом; С „ Л .5 -1 0 -® пФ прн нулевом
смещении.
Экспериментально показано, что сопротивленне растекания кре­
стообразного барьера на 30 »/о меньше сопротнвлення растекания
круглого барьера той ж е площади.
Д иоды с горячими носителями з а р я д а . П ри н ци п иаль­
но новыми кристаллическим и детекторам и являю тся
диоды с горячими носителями за р я д а (Д Г Н З ), предло­
ж енны е Гаррисоном и Д укером [4 4 ]. В таких детекто­
р ах используется неоднородный разогрев электронного
г а з а вблизи точечного контакта, который представляет
собой « — «+- или р —р+- (Z—/i) -переход. В следствие кон­
центрации С В Ч мощ ности вблизи кон такта м алой пло­
щ ади происходит разогрев носителей за р я д а , в то время
к а к у другого кон так та — большой площ ади, он остается
в равновесии с кристаллической реш еткой. В озни каю щ ая
терм о-Э Д С горячих носителей не зависит от н ап р ав л е­
ния протекания тока через контакт, а постоянная состав­
л яю щ ая этой терм о-Э Д С м ож ет служ ить мерой погло­
щенной С В Ч мощности. В С С С Р р азр аб о тк а подобных
диодов, н азы ваем ы х озонисторами, проводилась в И Ф П
АН Л итовской С С Р под руководством Ю. К. П ож елы и
в ХГУ.
В ольт-ам п ерн ая х арактер и сти ка таких диодов нели­
нейна, асим м етрична и в реж им е м алы х сигналов ап ­
проксим ируется полиномом третьей степени [4 5 ]. Асим­
м етрия характери сти ки св яза н а с действием терм о-Э Д С
горячих носителей и наличием внутреннего поля /- h перехода. В ольт-ваттная чувствительность S u = p | a —
— а+|ГоРо/яг®к( [4 6 ], где ро — удельное сопротивление
слабо легированной области; Гк — радиус полусф ериче­
ского I— А-перехода; а и а+ — диф ф еренциальны е термоЭ Д С в слабо и сильно легированной областях перехода;
fg — тем п ература кри сталл а; р — коэф ф ициент в ф орм у­
л е д л я полевой зависим ости удельной электропроводно­
сти в области слабого р азо гр ева электронного газа:
о = о о ( 1- р Д ' ) .
(2-2 )
57
И нерционность Д Г Н З определяется врем енем р е л а к ­
сации избыточной энергии носителей или временем д и ­
электрической релаксац и и и при комнатной тем п ературе
не превы ш ает
— 10~ " c .
И сследования Д Г Н З проводились в основном в д ли н ­
новолновой части М М ди ап азон а, однако по данны м
Г арри сон а и Ц у к ер а [44] их чувствительность остается
неизменной по крайней мере до 210 ГГц. В зависим ости
от рад и уса кон такта п олучается чувствительность от д о­
лей вольт на 1 Вт поглощ енной мощ ности до 10 в / в т .
П о д ач а постоянного смещ ения п озволяет увеличить чув­
ствительность почти на п орядок [47]. Л у ч ш м м атер и а­
лом д л я изготовления диодов о к а зал ся р-О е, однако
мож но т ак ж е и спользовать кремний и сурьмянисты й
индий.
Погтоинством Д Г Н З является большая, чем у других точечно-
ды с р-л-перехода.мн, н менее подвержены влиянию
ж“ ющей среды. Кроме того, нз-за отсутствия емкости барьерн^о
слоя по.тное сопротивление таких
Одн"ако"ч^^ное что упрощает нх согласование с СВЧ трактом, иднако чув
ствйтельность ДГН З по падающей мощности меньше, чем у ДНоДов
с барьером Шотки и у диодов с р-л-переходами. В связи
наиболее перспективно применение Д Г Н З для
уровней непрерывной н импульсной СВЧ мощности. Измерители,
Гкоторых в к^естве датчиков мощности используются озонисторы.
^ш ускаются в СССР н за рубежом. В качестве примера можно
уровней непрерывной н импульсной СВЧ
LmHOCTH МЗ-30 предназначен для измерения мощности н ^ ^ р ^
ного излучения 0,01— 100 мВт н пнковон мощности 0,1— 100 мВт.
Частотный диапазон 5 .6 4 -3 7 ,5 ГГц перекрывается с помощью
шести озонисторных датчиков П П -06-П П Д 1._ Погрешность измер^
ний составляет в зависимости от измеряемой мощности н м р а к
тера модуляции 1 5 - 2 5 “/о- Каждый нз нзмернтелеи М З -3 9 -М З -4 4
охватывает одни из частотных поддиапазонов измерителя М З-30
с помощью одного нз указанных озоннсторных Датчиков.
Большой интерес представляет возможность детектирования
ММ н СБМ излучения н даж е длинноволнового (вплоть до 1U мкм)
ИК излучения структурами металл — металл. Дноды на основе та­
ких структур в конструктивном отношении не отличаются от обыч
ных точечно-контактных днодов, однако полупроводниковый кри­
сталл заменяется металлической пластиной. Механизм работы та­
ких диодов пока что не выяснен, однако большинство нсследо-вателей полагает, что здесь имеют место те же процессы,
”
в диодах с прнжнмнымн контактамн металл — полупроводник. Не
исключено что существенную роль играет окисная пленка на по­
верхности металла. Установлено, что сигнал на выходе днода за ­
висит от составляющей напряженности электрического поля излу­
58
чения, параллельной контактной проволочке. Э В Д И м ен тальн о м
иячяно что быстродействие таких диодов не хуж е 10
с, чув
ствитейьность сравнима с чувствительностью
ческих диодов. Основной недостаток — низкая механическа
электонческая прочность и нестабильность характеристик, в связи
с чем нспользованне таких днодов ограничено исключительно ла­
бораторными условиями, однако способность работать
'
соких частотах, включая ИК диапазон, безусловно, очень заман
чива.
К ристаллические диоды б лаго д ар я хорош им х ар а к те­
ристикам и универсальности находят и, по-видимому,
ещ е долгое врем я будут находить применение п р акти ­
чески во всех типах приемников М М и С Б М диапазонов.
2.3. Тепловы е детекторы
В тепловых детекторах используется
“
пактеоистнки рабочего тела под действием его разогрева прини
^ е м ы м излучением. Среди явлений, которые
в тепловых детекторах, следует отметить такие, как изменение
сопротивления материала,
эффект
Зеебека,
пнроэлектрнческии
эффект, эффект Нернста, тепловое расширение газа.
Болометры и терморезисторы. П ри нагреве провод­
ника его сопротивление изм еняется, т а к к ак уд ел ьн ая
электропроводность зависит от тем пературы в сл ед ­
ствие тем пературной зависим ости подвиж ности и кон­
центрации носителей за р я д а . В м етал л ах концен­
трац и я электронов практически не м еняется, а подви ж ­
ность ум еньш ается с ростом тем пературы , т а к что
сопротивление м еталлических проводников меняется
по линейному закону. В полупроводниках эта зави си ­
мость слож нее, поскольку здесь тем пературно-зависи­
мыми величинами являю тся и подвиж ность носителей,
и их концентрация. Э ф ф ект изменения сопротивления
-проводников вследствие их разо гр ева излучением ис­
пользуется в болом етрах и терм орезисторах. М атериал
б олом етра долж ен иметь по возм ож ности больш ий тем ­
пературны й коэффициент сопротивления (4 КС) и о б л а­
д ать стабильны м и во времени характери сти кам и . В ме­
талли чески х б олом етрах использую т платину, никел_ь,
золото и другие м еталлы , ТКС которы х около 0,005 К •
Д л я полупроводниковы х болом етров (терм орезисторов)
использую т обычно смесь окислов м арган ца, к о б ал ьта и
н и кел я полученную спеканием мелкодисперсны х компо­
нентов, а т ак ж е тонкие пленки различны х полупровод­
ников.
59
П оскольку ТК С полупроводников отрицателен, то
вольт-ам п ерн ая х ар актер и сти ка терм истора нелинейна
и имеет участок отрицательного диф ф еренциального со­
противления. Е сли не принять специальны х мер, происхо­
дит сам осгорание прибора.
А нализ динам ического р еж и м а работы болом етра
позволяет найти условия его стабильной работы . У словие
нестационарности, при котором возм ож но перегорание
прибора, п ред ставляется в виде:
а(Г -Г о )> 1 ,
(2.3)
причем д л я м еталлов а = у [ И - у ( 7 '— Г о )]” ’, а д л я полу­
проводников а = А ^ / 2 А Р , где у — ТК С , Го — тем перату­
р а окруж аю щ ей среды, Г — тем п ература рабочего тела,
ЬЖ — ш ирина запрещ енной зоны полупроводника. Д л я
м еталлов условие (2.3) не вы полняется, и сам осгорания
не происходит. Д л я полупроводниковы х термисторны х
м атери алов а ^ 0 ,0 4 К~‘, т. е. д л я болом етра, раб отаю щ е­
го при тем пературе Го = ЗООК, критическая тем пература
составляет приблизительно 325 К. Н а практике во и збе­
ж ани е сам осгорания терм истора на него подается н а­
пряж ение, не превы ш аю щ ее 0,6 значения, соответствую ­
щего точке перегиба на ВАХ.
В М М и С Б М д и ап азон ах использую тся в основном
пленочные болометры. Они н аходят ш ирокое применение
в радиометрической ап п аратуре, где не требуется высо­
кое быстродействие, а так ж е в приборах и устройствах
д л я измерения м алы х и средних уровней мощности. Т а ­
кие болом етры описаны в ряде работ (см., наприм ер,
[4 8 ]). В качестве м атер и ал а пленок часто использую тся
сплавы висмута со свинцом. К огда требуется высокое
быстродействие, п лен ка сп л ава напы ляется на подлож ку
из кристаллического кварц а. Это позволяет принимать
излучение, модулированное с частотой 2 кГц. М иним аль­
ная о б н ар у ж и ваем ая мощ ность такого болом етра около
10-® В т /Г ц ‘^®. В конструкции высокочувствительного бо­
лом етра д л я дальн ей И К области и С Б М д и ап азон а
(^ г= 100— 1200 мкм) д л я ухудш ения теплоотвода п лен ка
н апы ляется на подлож ку из нитроцеллю лозы . М ини­
м альн ая о б н ар у ж и ваем ая мощ ность в этой конструкции
ум еньш ается до 2,5-10-® В т /Г ц ‘^®.
В [3] описан проволочны й болометр волноводной
конструкции для работы на волнах вблизи 1 мм. Т акой
прибор п р ед ставляет собой рупор, переходящ ий в вол60
новод с коаксиально-волноводны м переходом. К о акси ­
ал ь н а я линия в качестве ц ен трального проводника со­
д ерж и т нить В ол ластон а диам етром 0,63 М1Ш и длиной
6 % мм, имеющую сопротивление 2,2 кО м. П ри испол
зовании узкополосного усилителя (полоса п р о п у с к а й ^
0,05 Гц) м и н им альн ая о б н ар у ж и ваем ая мощ ность б х
V 1 0 - ” Вт, бы стродействие не хуж е 50 мс.
Т ерм оэлем енты . Т акие детекторы п редставляю т со­
бой обычные терм опары с м алы м и р азм ер ам и рабочего
спая, обеспечиваю щ ими высокую чувствительность и м а­
лую инерционность. С овременны е терм опары М М и С Ь М
диапазонов создаю тся к а к на основе спаев двух р азн о ­
родны х м еталлических проволочек, так и на основе тон­
копленочных спаев. В первом случае спай м еталличе­
ских проводников находится в хорош ем тепловом кон­
так те с приемной площ адкой, поглощ аю щ ей излучение,
во втором случае__приемной площ адкой служ и т сам тон­
копленочный спай.
Х арактеристики терм оэлем ентов, близкие к 1еоретическому пределу, были получены у ж е в 3 0 - 4 0 - е годы
Р езу л ьтаты лучш их разработо к , известных в настоящ ее
время, приведены в таб л. 2.3.
Таблица
2. 3. Характ ерист ики термопарных приемников
Изготовитель
ЛОМО (СССР)
ЛОМО (СССР)
ЛОМО (СССР)
ЛОМО (СССР)
Хильгер (Анг­
лия)
Карл Цейс
Тип
Конструкция
ИКС-23
Проволоч­
ная
То же
ИКС-23
Лаборатор­
ный
образец
Размеры при­
емного
элемента, мм*
2 ,8 X 0 ,5
2 ,8 X 0 .5
2 -(1X0.33)
R.
X.
Ом В/Вт
UC
9
87
4 13
11 7,3
164
10
47
ИКС-16
т-101
Пленочная
»
3 .(0 ,5 X 0 ,6) 122
250
2X 0 ,2
26
50
96
50
62012
Пленочная
3 -(0 ,5 X 0 ,6)
27
84
58
(ГДР)
Рассмотреиные конструкции
термопар
относятся
к приборам
с косвенным подогревом. В длинноволновой части ММ диапазона
возможно применение термопар прямого подогр р а, в которых ЬВЧ
ток, протекая через спай, разогревает его. р д н о и нз наиболее УДачных является конструкция тонкопленочной термопары [49J в виде
тонких пленок висмута и сурьмы, напыленных на _ стекловолокно
диаметром в несколько десятков микрон н длннон в несколько
61
миллиметров. Чувствительность таких термопар около 1 В /В т при
инерцнонностн в несколько десятков миллисекунд.
П ринципиально новым ш агом в направлении сн и ж е­
ния инерционности явл яется р азр а б о та н н ая ХГУ тер ­
м оп ара на основе точечного кон такта м еталл — полум е­
тал л [50]. В такой терм опаре С В Ч ток, протекая через
точечный контакт м еталл — п олум еталл (сплав в и с м у т су р ь м а ), вы зы вает разогрев последнего. Холодным сп а­
ем явл яется контакт полум еталлического кри сталл а с ме­
таллическим ш тифтом, имеющий больш ую площ адь. П а ­
рам етры таких терм опар мож но варьировать в ш ироких
пределах, и зм еняя ради ус точечного кон такта Гк. Их
чувствительность 5 и = а /4 л х Г к , а инерционность т=5=
якс±г2„ / 8х, где а — разн ость диф ф еренциальны х термоЭДС
п олум еталла и м етал л а, х, с и d — соот­
ветственно удельны е теплопроводность, теплоем кость
и плотность п олум еталла. Эксперименты показали,
что в д и ап азо н е 3 см — 4 мм чувствительность
таких терм опар
остается
практически неизменной
и составляет несколько вольт на ватт, у лучш их о б р аз­
ц о в — 10— 20 В /В т. И нерционность сущ ественно зави си т
от р ади уса кон такта и составл яет около 10“ ^ с при р а ­
диусе кон такта в несколько микрон, т. е. на несколько
порядков меньше, чем у описанных конструкций терм о­
пар. П о-видимому, нет причин, ограничиваю щ их в о з­
м ож ность применения так и х терм опар и в более корот­
коволновой части М М д и ап азон а.
Пироэлектрические детекторы являю тся тепловыми
приборам и, в которы х под действием теплового н агрева
излучением возникает п оляри зац и я кри сталл а, пропор­
цион альн ая изменению его тем пературы . И спользуем ы е
в таких приемниках пироэлектрические кри сталлы име-ют довольно больш ие разм еры , поэтому постоянная вре­
мени приборов составляет обычно 0,01 — 1 с, однако в
работе [51] п редполагается, что могут быть созданы
пироэлектрические детекторы с постоянной времени по­
ряд к а 1 МКС. П ироэлектрические детекторы обладаю т
рядом преимущ еств, главное из которых состоит в боль­
шой ш ирокополосности, присущей всем тепловым при­
ем никам. Эти приборы способны раб отать от длинновол­
новой части С В Ч д и ап азон а до видимого уч астка спек­
тра. Д ругим преимущ еством этих детекторов явл яется
то, что они генерирую т выходной сигнал подобно терм о­
парным приемникам. Они особенно п ривлекательны как
62
приборы д л я гетеродинного детектирования, работаю щ ие
при комнатной тем пературе. Н екоторы е результаты т а ­
кого применения приведены в § 2.5.
П ироэлектрические детекторы изготовляю тся из кри­
сталлов в виде тонких пластинок с электродам и либо
на лицевы х гран ях, либо на торцах. В о льт-ваттная чув­
ствительность (в расчете на интенсивность падаю щ его
излучения)
___________ (fUpAR/G)________
[(1+ 2 ^ я ) (l + ^ V г)]‘/2
’
Рде lyj — коэффициент поглощ ения излучения; й — часто­
т а м одуляции; р — пироэлектрический коэффициент; А —
площ адь электродов; R — входное сопротивление усили­
теля; Тт = Я / G — теп ловая постоянная кр и сталл а; Н —
его теплоем кость; G — теплопроводность; Xe — R C
электри ческая постоянная входной цепи усилителя вм е­
сте с пироэлектрическим детектором. В том случае, ког­
д а теплоотвод от кри сталл а осущ ествляется за счет р а ­
диационного переноса тепла, .а частота м одуляции т ак о ­
ва, что Й Т т> 1 и Й т я > 1 , т. е. S u ^ r \ p A / Q HC, минимальная о б н аруж и ваем ая мощ ность
P ^ ^ ^ — Y \^ a A T ^ J i\, где
о — постоянная С теф ан а — Б ольцм ана.
И м еется больш ое число пироэлектрических м атер и а­
лов, основные п арам етры которы х приведены в [51]^.
В табл. 2.4 даны наилучш ие р езультаты по минимальной
обнаруж иваем ой мощности, полученные д л я различны х
м атериалов.
Р я д конструкций пироэлектрических детекторов с хо­
рошими характери сти кам и р азр аб о тан в ХГУ [3].
В одной из них, с волноводным входом, используется мо­
нокристалл ТГС в виде пластины разм ер ам и 6 Х З Х
Х 0 ,2 мм5, перекры ваю щ ей срезанны й под углом волно­
вод сечением 1,2 X 2 ,4 мм^. Д етектор раб о тает в д и а п а­
зоне волн 0,5— 1 мм совместно с усилителем В6-4 и со­
гласую щ им предусилителем на электром етрической л а м ­
пе. Его м и н им альн ая о б н ару ж и ваем ая мощ ность состав­
л яет 10“ * Вт/Гц'/^ при частоте м одуляции 20 Гц. Д л я р а ­
боты в С Б М д и ап азон е ( Л = 1 0 — 337 мкм) бы ла р а з р а ­
ботана д р у гая конструкция пироэлектрического д етекто ­
ра. П ироэлектрический элем ент разм ер ам и 2 Х 2 Х 0 .1 мм"
крепится на массивном латунном основании и р азм ещ а­
ется в верш ине фокусирую щ его медного конуса. К атод63
ныи повторитель, согласую щ ий усилитель и приемный
элем ент заклю чены в общий экран. Н аи б ол ее подходя­
щ ей о к а за л а с ь частота м одуляции 100 Гц. Х арактеристи ­
ки этого детектора в целом аналогичны характери сти ­
кам предыдущ его детектора.
Детекторы, в которых используется эффект Нернста, пока что
исследованы мало. Их отличительной особенностью является то,
что чувствительность сравнительно слабо зависит от толщины
пластины, используемой в качестве рабочего тела, а быстродей­
ствие улучшается при уменьшении толщины этой пластины. Детек­
торы Нернста на основе висмута и его сплавов с сурьмой имеют
обнаружнтельную способность £>*«>10^ см-ГцП^/Вт и инерцион­
ность 10” ®— 10~^ с. Эти детекторы применяются в основном для
регистрации длинноволнового ИК излучения.
2 . 4 . М иним альная обнаруж иваем ая мощность
дл я приборов и з различных пироэлект рических м ат ериалов
Т а б л и ц а
Материал
тгс
5-10-"
L 1 ,S 0 « .H ,0
LlNbOj
6 - 10 -
1,510-
*
П родолж ение т абл. 2.4
Материал
Я п ,,„ .В г /Г ц > /2
GASN
ЕДТ
1. 5- 10- »
6 - 10” »
ДКТ
3.10” »
GUL
5.10” »
Элементы Голея, в которых используется тепловое расширение
газа, описаны в ряде работ (см., например, [3]). В лучших кон­
струкциях этих приборов получена минимальная обнаруживаемая
мощность (2—4 ) - 1 0 - '“ Вт/Гц'/®, инерционность составляет 20—30 мс.
В настоящее время эти детекторы используются сравпительно мало
в связи с громоздкостью н механической непрочностью их кон­
струкции.
Современны е тепловы е приемники об ладаю т доволь­
но высокой обнаруж ительной способностью, но вместе
с тем и сравнительно больш ой инерционностью. В связи
с этим они применяю тся в радиом етрических систем ах
с больш ими врем енам и усреднения, в И К , С Б М и ММ
спектроскопии, а та к ж е в других системах, где не тр е­
буется высокое быстродействие, но необходимо реги­
стрировать и изм ерять м алы е уровни мощности. В целом
64
ж е характери сти ки тепловы х приемников м ало измени­
лись за последние 10— 20 лет, т. с., по сущ еству, они
исчерпали свои возмож ности.
2.4. О хл аж д аем ы е детекторы
В этом параграфе рассматривается несколько типов детекто­
ров, имеющих различные механизмы действия. Общим для них
является то, что нх рабочие элементы требуют глубокого охлаж ­
дения. К таким приборам относятся болометры, охлаждаемые до
низких температур (угольный болометр н германиевый болометр
Лоу) , детекторы на основе разогревной фотопроводимостн (РФП)
н примесной фотопроводимости (ПФП), детекторы на основе сверхпроводимостн н на основе циклотронного резонанса (Ц ТР).
О хл аж д аем ы е болом етры являю тся обычными тепло­
выми приборам и, в которы х рабочий элемент охлаж ден
до низкой тем пературы . Они известны давно и прим еня­
лись в И К диапазоне. В настоящ ее врем я они исполь­
зую тся та к ж е в М М и С Б М диапазонах. Н априм ер, один
из известных угольны х болом етров представляет собой
пластинку толщ иной 48 мкм и площ адью 19 мм®. Р а б о ­
чая тем п ература (2,1 К) достигается путем откачки ге­
лия. Болом етр имеет высокую чувствительность (до
10'' В /В т ) и инерционность около 0,01 с. О бнаруж ительная способность ограничивается в первую очередь токо­
выми ш умами, возникаю щ ими как в самом м атериале,
так и в контактах, и составляет 4,25 •10‘“ см-Гц'"'®/ Вт.
Г ерманиевы й болом етр Л оу так ж е представляет собой
обычный болом етр, охлаж денны й до тем пературы 2,15 К.
В нем используется р езк ая тем пературн ая зависимость
примесной проводимости в германии, которая имеет ме­
сто при этой тем пературе. П оскольку поглощ ение сво­
бодными носителями в .^4M и особенно в СБ/Н д и ап азо ­
не слабое, германий сильно легирован галлием , до кон­
центрации около 10'® СМ”-®. В одном из таких болометров
[ 3] используется приемный элемент разм ер ам и 4 Х 4 Х
Х 0 ,1 2 мм®, разм ещ енны й в вакуумной капсуле. М ини­
м ал ьн ая об н ар у ж и ваем ая прибором
мощ ность 5 Х
Х 1 0 “ ® Вт/Гц'^® при постоянной времени 0,4 мс. Н едо­
статком угольны х и герм аниевы х ох л аж д аем ы х боло­
метров явл яется необходимость откачки гелия д ля полу­
чения оптим альной рабочей тем пературы . К роме того,
к таким болом етрам невозмож но приспособить иммер­
сионную систему д ля концентрации излучения на р аб о ­
чем теле из-за необходимости исклю чать лиш ние тепло­
вые контакты .
5—3188
65
Охлаждаемые болометры находят применение в лабораторных
измерительных приемниках, где не требуется высокое быстродей
ствне. Как и в случае неохлаждаемых тепловых приемных элемен
тов, здесь вряд лн возможно существенное улучшение характерн
стик по сравнению с теми, которые достигнуты в настоящее время
Детекторы на основе РФ П. П ри разогреве электрон
ного г а за падаю щ им излучением происходит изменение
проводимости облучаем ого полупроводникового о б р азц а
з а счет изменения подвиж ности носителей. Т ак ая фото­
проводимость, в отличие от обычной фотопроводимости,
н азы вается разогревной или ф отопроводимостью второго
рода. В настоящ ее время Р Ф П широко используется в
высокочувствительны х прием никах М М и С Б М излуче­
ния. В С С С Р р азработкой таких приемников зан и м ается
группа сотрудников И Р Э АН С С С Р под руководством
А. Н . В ы ставкина, з а рубеж ом — группы Е. П атли ,
М. К инча и Б. Р олли н а.
Р азогревн ую
фотопроводимость в сурьмянистом
индии «-типа при 4,2 К на д л и н е 'в о л н ы около 1 мм
впервы е н аблю дал Е. П атли , теорию этого явления р а з ­
раб о тал и Ш. М. К оган, М. Кинч и Б. Р оллин. Бы ло
установлено, что в области теплы х электронов, когда
тем п ература электронного г а за не сильно отличается от
тем пературы реш етки, уд ел ьн ая электропроводность з а ­
висит от напряж енности электрического поля согласно
(2 .2). Коэфф ициент р ( с м у в ^ ) , определяю щ ий нели­
нейность ВАХ образцов, зави си т от м еханизм а рассеяния
носителей зар я д а . П ри низких тем пературах, когда р ас­
сеяние носителей происходит в основном на ионизиро­
ванны х примесных центрах, р < 0 и для « -In S b при 4,2 К
его значение составляет несколько десятков. И нерцион­
ность эф ф екта р азо гр ева определяется временем р е л а к ­
сации избыточной энергии носителей, которое в «-In S b
при тем пературе ж идкого гелия равно 10-^ с.
В ольт-ваттная чувствительность приемников на осно­
ве Р Ф П , рассчитанн ая к ак изменение падения н ап р я ж е­
ния на об разц е при его облучении, определяется в ы р а­
ж ением S = > ^ U /v a , где v — объем о б р азц а; U — прило­
ж енное к нему напряж ение. П ри типичных значениях
входящ их в это вы раж ение величин получается чувстви­
тельность порядка 10^ В /В т . Н алож ен и е магнитного по­
л я увеличивает нелинейность ВАХ образцов, в резуль­
тате чувствительность повы ш ается до
В /В т.
Х арактеристики приемников на основе Р Ф П описаны
в ряде работ, последние достиж ения приведены в [52].
66
Р асчетны м путем и экс­
перим ентально
было
установлено, что эк в и в а­
лен тн ая мощ ность шумов
ум еньш ается с увели че­
нием удельного сопротив­
ления м атер и ал а на по­
стоянном токе. П ри ис­
пользовании м атери алов
с разницей концентраций
РИС. 2.2. Иммерсионные систе­
доноров
и акцепторов
Ад—Аа=^5-Ю>2— 10'" СМ-* мы к приемным элементам из
n-InSb с коническим конденсором
и степенью компенсации
(а) и обращенная с отражате­
0,995 получена чувстви­ лем (б):
тельность
5 = 1 Q2— 10"
I — световод; 2 — иммерсионная лииза;
3 — приемный
элемент;
4 — выводы;
В /В т. П ри
повышении
5 — отражатель
тем пературы чувствитель­
ность падает, а э к в и в а­
лен тн ая мощ ность шумов, начин ая с 7—8 К, резко у вели ­
чивается. У становлено, что сущ ествует оп тим альн ая н а­
п ряж енность электрического поля, создаваем ого источни­
ком см ещ ения,— около 0,3 В/см. Ч увствительность прием­
ников рассм атриваем ого типа остается практически по­
стоянной во всем М М д иапазоне; начиная с длины волны
1 мм, она ум еньш ается быстрее, чем
и на длине вол­
ны 0,4 мм падает на порядок, прн А = 0,2 мм — на д ва
порядка.
В конструктивном отношении наиболее эф ф ективны ­
ми о казал и сь детекторы , разм ещ енны е в иммерсионных
кам ерах. Конструкции двух типов иммерсионных систем
приведены на рис. 2 .2 .
Т а б л и ц а 2.5. П о р о го ва я чувст вит ельност ь приемников
н а основе Р Ф П
мм
Тип
ПСД-5*
ПСД-6 **
0,5
0,25
0,15
1 0 -* * * * *
3 -1 0 -* *
1 ,5 - 1 0 - * ‘
4 .1 0 -"
5 -1 0 -* *
1 ,2 - 1 0 - * >
7 .1 0 -"
1 0 -> «
5 -1 0 -®
2 .1 0 -»
5 -1 0 -»
8 .1 0 -»
4 - 1 0 - ''
7 -1 0 -»
2 -8
При постоянной времени после синхронного детектора I с.
При полосе усилителя 4 f= I 0 « Гц.
•* Б числителе дроби указано лу чш :е , а в з н а м е н а т е л е — среднее
значение
Pm in.
5*
67
В таб л. 2.5 приведена порого­
5, BjBm
R,0м в ая чувствительность
приемни­
- 75 ков П С Д -5 и П С Д -6 на основе
WO разработан н ы х
65 Р Ф П в «-In S b ,
во
/
в И Р Э АН С С С Р. Они п ред н а­
1
- 55
so
значены д л я спектрометрических
45 и
50
етрических измерений
/
Г
' в Мрадиом
М и в С БМ диап азон ах, при­
35
20
емник П С Д -5 — д л я приема не­
,
,
200 E.BjcM преры вны х сигналов, а П С Д -6—
0
100
импульсных. С игнал с вы хода
РИС. 2.3. Влияние сме­
приемного элем ен та регистриру­
щения на характеристи­
ется с помощью стандартны х
ки детектора из n-InSb
усилителей В6-4 или В6-2. Д и ­
прн 77 К
намический
д и ап азон
прием­
ников простирается до 10“ ‘ Вт,
постоянная времени около 10~® с. По мнению авторов
[5 2 ], многие п арам етры приемников рассм атриваем ого
типа лучш е, чем у лю бых других детекторов С БМ д и а­
пазон а: болометров Л оу, приемников на основе дж озеф соновских переходов, диодов с барьерам и Ш отки. Опи­
санны е ими радиом етры и спектрорадиом етры на основе
приемников с Р Ф П прим енялись д л я изучения р ас­
пределения яркости С олнца по диску, спектра поглощ е­
ния С Б М излучения в атм осф ере Зем ли, наблю дения
космических источников излучения, устан авл и вал и сь на
И С З д л я исследования излучения Зем ли. П ри всех по­
лож ительны х качествах таких приемников их самы м су­
щ ественным недостатком явл яется необходимость о х л а ж ­
дения до тем пературы ж идкого гелия, что не всегда воз­
можно, а т ак ж е сравнительно больш ая инерционность,
не позволяю щ ая использовать такие приемные элементы
в супергетеродинных приемниках с больш ой пром еж у­
точной частотой.
В л и тературе [53, 54] описаны детекторы на сильнокомпенсированном «-In S b , работаю щ ие при тем пературе
77 К. В таких д етекторах о б разец InS b пом ещ ался в им­
мерсионную систему, аналогичную приведенной на
рис. 2 .2 ,0 . П оскольку передача энергии от электронной
системы реш етке при 77 К намного эф ф ективнее, чем при
4,2 К, то инерционность приёмного устройства зн ачи ­
тельно ум еньш ается и составляет около 10- “> с. О днако
улучш ение быстродействия достигается з а счет сн и ж е­
ния чувствительности до 1— 5 В /В т. У величение чувст-
у
V
68
/
J
вительности до 80 В /В т достигнутого б л аго д ар я п одаче
постоянного см ещ ения (рис. 2.3). Т акие детекторы могут
быть использованы в системах контроля м алы х (до
50 мВ т) уровней мощности, после калибровки — как из­
мерители мощ ности непрерывного и м одулированного
короткими импульсами излучения.
Д етекторы н а основе ПФП. П ри м есная фотопрово
дим ость известна д авно и ш ироко использовалась д л я
индикации П К излучения. В последнее врем я о б н аруж ен
целый ряд особенностей этого явления, позволяю щ их ис­
п ользовать приемники с П Ф П в дальн ем П К и С Б М
д и ап азон ах и д а ж е в ММ диапазоне. О сновные ф изиче­
ские проблемы, возникаю щ ие при создании приемников
ММ и С БМ диапазонов на основе П Ф П , рассм отрены
в [52].
К настоящ ем у времени созданы герм аниевы е и крем ­
ниевые детекторы с П Ф П на длины волн от 6 до 130 мкм,
в и нтервале 100— 150 мкм исполь­
зую тся приемники с Я --ц ен тр ам и .
Н а дли н ах волн от 250 до 450 мкм й^,втн.ед.
хорош ие результаты получаю тся на
эпитаксиальны х пленках из G aA s,
содерж ащ и х м елкие донорны е при­
меси. П ри м есная ф отопроводимость
сурьмянистого индия, содерж ащ его
150 IJO
НО I, мкм
небольш ое количество примесей, ис­
пользуется в перестраиваем ы х м а г­
2.4.
Спектр
нитным полем узкополосны х прием­ РИС.
ПФП германия, ле.никах на д и апазон 25— 350 мкм.
гнрованного галлием
И сследовани я
п оказали,
что
( N ~ 10'o с м -’)
П Ф П возни кает не только под дей ­
ствием излучения с энергией квантов
- эр
„
hv превы ш аю щ ей энергию ионизации примесеи
но и
в том случае, когда A v < ^ /. Т ак ая фотопроводимость воз­
никает в р езу л ьтате фототермической ионизации прим е­
сей. В отличие от обычной П Ф П , имеющей непреры вны й
спектр при фототермической ионизации спектр линейча­
тый (рис. 2.4). Оценки показы ваю т, что вы сота пиков
ф отопроводимостн при фототермической ионизации су­
щ ественно превы щ ает ф отоотклик в области энергии
h v > ^ i . О птим альны е тем пературы для реали заци и ф о­
топроводимости за счет фототермической ионизации со­
ставляю т: 4,2 К - д л я арсенида гал л и я 7 - 1 О К - д л я
герм ания, около 23 К — д л я кремния. П Ф П при hv<^r<
может быть обусловлена и процессом ф отоударной ио­
низации.
П рим есная ф отопроводимость, св язан н ая с и он и за­
цией примесных центров бора в кремнии (В +-центров),
использована в приемниках С БМ диап азон а (А = 100—
— 500 мкм) с приемными элем ентам и из кремния, леги ­
рованного бором до концентрации (0,5— 1 ).1 0 ‘5 см-з,
при степени компенсации бора менее 0,2, работаю щ их
при тем пературе н иж е 1,8 К. Чувствительность приемни­
ка в ЭТОМ д иапазоне 10' В /В т ; м иним альная о б н ар у ж и ­
ваем ая М ОЩ НОСТЬ 3 - 1 0 - ‘з В т /Г ц ‘^2.
В ы сокочувствительные приемники на основе фототермической ионизации мелких примесей в пленках арсенида гал л и я созданы С теллм аном в СШ А и В. М. А ф и­
ногеновым с сотрудникам и в С С С Р [52]. Ч увстви тель­
ность их 4,5-10* В /В т на длине
волны 0,28 мм, около 2-10* В /В т
6,отн.ед.
при А = 0 ,3 1 — 0,38 мм и сп ад ает
10
до 103 В /В т при А = 0 ,4 5 мм и
0,15 мм, м иним альная о б н ар у ж и ­
в аем ая
М ОЩ НОСТЬ
3,5-10“ 'з
В т /Г ц ‘/2 при А = 0 ,2 8 мм (п ло­
щ ад ь приемного элем ента 3 V
_1
L .l I
ДО
too
1000
Х 4 мм2).
Ш ирокие ВО ЗМ О Ж Н О С Т И для
конструирования
приемников
РИС. 2.5. Спектральная
характеристика приемни­
М М и С БМ диапазонов д ает
ка на n-InSb I) Н =
использование л -ln S b , посколь­
= 0 ; 2)
кЭ
ку при низких тем п ературах
в
нем
возм ож ны
несколько
механизм ов фотопроводимости. В [52] описан при­
емник на основе л -ln S b , в котором комбинирую тся
разли чн ы е
механизм ы фотопроводимости.
Ч увстви ­
тельный элем ент закреп л ен на конце световода и
помещ ен в сверхпроводящ ий соленоид с м аксим альной
напряж енностью магнитного поля 65 кЭ при токе 23 А.
Р абочи й диапазон приемника от 25 мкм до 2 мм. В д ли н ­
новолновой области (А = 0 ,3 — 2 мм) он раб отает на
Р Ф П , на дли н ах волн А < 0 ,3 мм — к ак узкополосны й
перестраиваем ы й магнитным полем приемник. Ч увстви­
тельность его в селективном реж им е равн а 5 Х
Х Ю з В /В т , м иним альная о б н аруж и ваем ая мощ ность
5 -1 0 -‘2 В т /Г ц ‘^2. С п ектрал ьн ая х арактери сти ка такого
приемника п о казан а на рис. 2.5. Он м ож ет быть исполь70
зован к ак изм ерительны й приемник, в радиоастроном и­
ческих и спектроскопических исследованиях и т. п.
Детекторы на основе сверхпроводимости. К д етек то ­
рам ЭТОГО кл асса относятся сверхпроводящ ие болометры
и детекторы на основе дж озеф соновских переходов.
В сверхпроводящ их болом етрах используется резкое и з­
менение удельного сопротивления сверхпроводящ их м а­
териалов вблизи критической тем пературы , что и
I
р,> р,
у
У
0
и
/
1
РИС. 2.6. Различные виды сверхпро­
водящих слабо связанных звеньев
РИС. 2.7. Вольт-ампериые характери­
стики
джозефсоновского
контакта
при воздействии иа него СВЧ излу­
чения различной мощности
у
Pi
0
й
I
р=о
об условли вает
их
высокую
чувствительность. Они пред­
ставляю т собой тонкую плен­
ку
сверхпроводника, напы ­
ленную на подлож ку. Т ем пература болом етра п оддерж и ­
вается системой управлен ия при значении Гс вблизи
центра области перехода в сверхпроводящ ее соствяние.
П роблем а п оддерж ан ия этой тем пературы явл яется очень
серьезной, т а к к ак тем пература д о лж н а вы держ иваться
с точностью около 10“ * К, а ф луктуации этой тем п ер а­
туры п роявляю тся к а к низкочастотны е ш умы. Н есм отря
на то, что р яд сверхпроводников имею т критическую
тем пературу Г с > 4 ,2 К , лучш ие результаты ^ были д о ­
стигнуты на тонких пленках из олова. Т акой болометр
представляет собой пленку разм ер ам и 3 X 2 мм^ и тол71
щиной 3 мкм, нанесенную вакуум ны м распы лением на
тонкую слю дяную подлож ку. К онтакты к пленке осу­
щ ествляю тся с помощью свинцовых пленок, которые
становятся сверхпроводящ ими при тем пературе 7,17 К.
Т ем пературны й коэффициент сопротивления в области
сверхпроводящ его перехода составляет 10— 100 О м /К
при сопротивлении самой пленки в нормальном состоя­
нии 1— 100 Ом. М и ни м альн ая о б н аруж и ваем ая мощ ­
ность З-Ю ” '® Вт/Гц'/®, постоянная времени 1,25 с. О с­
новной недостаток такого болом етра — необходимость
откачки гелия, так как для олова Г с = 3,7 К.
Д л я приема излучения М М и С Б М диапазонов боль­
шой интерес представляю т дж озеф соновские п е р е х о д ы системы слабо связан ны х сверхпроводников (рис. 2 .6 ).
Д л я практических целей, по-видимому, наибольш ий
интерес представляю т конфигурации в виде точечного
кон так та и узкой перемычки. П ринципы работы д ж озеф соновских переходов в качестве детекторов и смесителей
М М , С БМ и И К диапазонов детально описаны в [55].
В ольт-ам перны е характери сти ки
дж озеф соновских
переходов имеют вид, показанны й на рис. 2.7. Число и
вы сота ступенек изменяю тся по мере роста С В Ч мощ но­
сти. К ак и обычные диоды, дж озеф соновские контакты
в области малы х сигналов имеют квадратичную д етек­
торную характеристику. В [55] приведены результаты
по ш ирокополосному и по узкополосному регенеративно­
му детектированию . При ш ирокополосном д етекти рова­
нии используется тот ф акт, что вы сота нулевой ступень­
ки на ВАХ зависит от ам плитуды си гн ала при любой
его частоте, а все частотные слагаем ы е оказы ваю т оди­
наковое влияние на ВАХ. П ри использовании контактов
N b— Nb на частоте 300 ГГц для радиоастрономических
наблю дений получена м иним альная о б н ар уж и ваем ая
мощ ность 10-‘4 Вт/Гц'^®.
О дна из наиболее удачны х реали заци й квад рати чно­
го д етектора на дж озеф соновском N b— N b-контакте опи­
са н а в [52]. П риемник, в котором использовался такой
детектор, выполнен по схеме модуляционного ради ом ет­
ра. Он о б л а д а л хорошей чувствительностью во всем ин­
т ер в ал е длин волн (0,3— 2 м м ), в котором проводились
исследования. Л у ч ш ая чувствительность, полученная на
д ли н е волны 1,8 мм, со став л ял а 5 - 10^ В /В т при мощ но­
сти излучения на входном ф ланце д етектора 10-'® Вт,
м и н им альн ая о б н ар у ж и ваем ая мощ ность 10” '^ Вт/Гц'/®.
72
Ф луктуационная чувствительность, изм еренная с по­
мощью м акета черного тела, 0,01 К/Гц'^®, что более чем
на порядок превы ш ает лучш ие результаты по таким при­
емникам.
Детекторы на основе ЦТР. П оглощ ение свободны ми
носителями эф ф ективно до частот, сравним ы х с о б р ат­
ным временем релаксац и и импульса носителей, т. е. до
частот (О п оряд ка t ' • Н а более высоких частотах эф ­
фективность поглощ ения п ад ает пропорционально ы®,
что и определяет верхний частотный предел приборов
на основе Р Ф П . У величить эф ф ективность р азо гр ева но­
сителей при ы »
мож но, прилож ив к о б разц у по­
стоянное магнитное поле и создав, таким образом , усло­
вия для Ц Т Р .
Исследования приемников i:a основе ЦТР проводились за ру­
бежом Е Патлн, в СССР — Е. М. Гершензоном с сотрудннкамн.
В качестве материала для детекторов выбран германий л-тнпа
в связи с тем что по ряду параметров он оказывается наиболее
перспективным. Поскольку в чистом германнн прн температуре
жидкого гелия концентрация носителей очень мала, то необходимо
повысить эту концентрацию для получения эффективного погло­
щения излучения, используя подсветку, создающую собственную
или примесную фотопроводимость, нлн повышая температуру кри­
сталла до 8— 10 К. В [56] рассчитаны чувствительность, оптималь­
ное смещение по постоянному току н минимальная обнаруживае­
мая мощность для различных варнантов приемников прн типичных
значениях величин, характеризующих германий л-тнпа. Сравнение
этих варнантов показывает, что лучшим является детектор, в ко­
тором носители возбуждаются за счет фотоионнзацин заморожею
ных примесных центров. Прн этом получается чувствительность S —
=5-10®гУ/Л В/Вт ( У — постоянное напряжение, приложенное к об­
разцу, Л — площадь приемного элемента), Гщ1п = 3 -10~'® Л'/® Вт/Гц'/®
прн напряженности поля Е = 0 ,1 5 В/см. По мнению авторов [56],
этот вариант приемника на ЦТР не должен уступать приемникам
на РФП в n = In S b .
В этой работе сообщается о приемнике на ЦТР в re-Ge, рабо­
тающем на частоте 37 ГГц. Была получена чувствительность
2-10'* В/Вт, минимальная обнаруживаемая мощность 2-10“ '® Вт/Гц'/®
прн площади чувствительного элемента 2 мм®. Аналогичный детек­
тор реализован в днапазояе длин волн 0,8—8 мм.
В целом о х л аж д аем ы е приемники до сих пор о ста­
ются в основном лабораторны м и приборам и, что с в я за ­
но с относительной малодоступностью ж идкого гелия.
М ожно н адеяться, что по мере р азви тия криогенной тех­
ники о х л аж д аем ы е детекторы найдут ш ирокое примене­
ние в практике ф изических н технических измерений.
73
2.5. Параметрические и квантовые парамагнитные уси­
лители
в настоящее время в коротковолновой части СВЧ диапазона
в качестве УВЧ используются параметрнческне усилители (ПУ) на
кристаллических диодах и на джозефсоновских переходах, а также
квантовые парамагнитные усилители (КПУ)-мазеры.
Параметрические усилители на кристаллических
диодах. Н аи б о л ее ш ирокое распространение в М М и
С Б М д и ап азо н ах получили НУ на полупроводниковы х
д иодах, поскольку длительность переходных процессов
в барьерном слое диода составляет 1 0 “ ' 2 — 1 0 “ ’* с. К ак
известно, если на нелинейную ем кость воздействует н а ­
пряж ени е н акачки и м алое по сравн е­
нию с ним н ап ряж ени е сигн ала, то
в цепи с нелинейной емкостью возни­
каю т токи ком бинационны х частот,
аналогично тому, к а к это происходит
в цепи с нелинейным активным сопро­
тивлением, с тем отличием, что в цепи
с нелинейной реактивностью отсут­
ствуют потери энергии. Б качестве вы ­
ходного усиленного си гн ала мож но
1Ш
200 Т,К использовать к а к колебания с ч асто ­
той входного си гн ала /вх, т а к и лю бое
РИС. 2.8. Завнсн
из ком бинационны х колебаний с ч а ­
мость
шумовой
стотой 7 п / н ± / в х , где / н — частота сиг­
температуры
от
н ал а накачки. Бы деление той или
температуры
па­
иной частоты на выходе осущ ествля­
раметрического дн­
ется с помощью настроенны х резо н а­
ода
торов.
К диодам , применяемым в ПУ, кром е требования
резкой зависимости емкости от прилож енного н ап р яж е­
ния, предъявляю тся в основном все те ж е требования,
что и к другим типам С Б Ч диодов, в частности требо­
вание м алой емкости перехода Сп и м алого сопротив­
лен и я растекани я Гз.
Основным достоинством ПУ явл яется низкий уровень
шумов, что
объясняется
м алы м
уровнем шумов
сам их парам етрических
диодов.
Типичное
зн ач е­
ние собственной ш умовой тем пературы последних — ^^“7
150 К при комнатной тем пературе. П оскольку основной
в к л ад в ш умовую тем пературу д ает сопротивление р а с ­
тек ан и я базы Гз, то значительного уменьш ения Тш м ож ­
но добиться, о х л аж д ая диоды. Н а рис. 2.8 п оказан а
74
ш ум овая тем п ература ПУ для диодов из различны х м а­
тери алов, достигнутая при охлаж дении [ 4 0 ] . Б усилите­
л ях получены значения 7 ' ш = 4 0 — 6 0 К, а при и спользова­
нии охл аж д аем ого циркулятора и диода из сурьм янисто­
го индия Г ш = 1 0 К . Д альн ей ш ее уменьш ение шумовой
тем пературы ПУ м ож ет быть достигнуто путем о х л аж д е­
ния диодов до тем пературы ж идкого гелия.
Д л я изготовления парам етрических диодов прим еня­
ются в основном германий, кремний и арсенид гал л и я,
наилучш ие результаты по верхнему частотному пределу
д ает арсенид галли я. Б табл. 2 . 6 приведены х ар ак тер и ­
стики некоторы х типов парам етрических диодов.
Т а б л и ц а 2.6. Х а р а к т ер и ст и к а некот оры х типов
парам ет рических диодов
м
Тип диода
Тип перехода
WG 06— 50 (ПНР)
GS BIB (Япония)
Сплавной
С серебряной
связкой
МА 4298 (США)
SFD 413 (Фран­
ция)
Диффузионный
Диффузионный
эпитаксиаль­
ный
Эпитаксиаль­
ный
п
1
I
t? ш
С, пФ
—6
-5
6
6
0,6
0 ,3
—5
—10
5 ,5
90
is
в
Г ерманиевые
100
100
— 1 .0
0
К ремниевые
L4243 (США)
150
120
70
-6
60
2
0,5-1
0
—6
0 , 8— 1,6
-6
Арсенид-галлиевые
MS 4107 (США)
D 5047 (США)
B ell Tel. Lab.
(США)
Диффузионная
мезаструктура
То же
Точечный
240
—2
250
1000
—6
—
0 , 2- 0 ,5
0
0 .2
6
10—20 0,045—
0,065
0
—
6
П арам етри ческие усилители строятся по одноконтур­
ным и двухконтурны м схемам. Б М М д и ап азо н е в ос­
новном прим еняю тся одноконтурны е схемы, в которы х
используется волноводны й крест из волноводов си гн ала
и накачки. П олоса пропускания таких схем 8— 340 М Гц
при усилении по мощности 13— 15 дБ.
Парамет р и ч е с к и е
усилители на дж озеф ­
соновских
переходах.
В последние годы у д е­
л яется больш ое вни м а­
ние созданию П У на
основе
д ж озеф сонов­
ских переходов [52].
Д л я м алого си гн ала
дж озеф соновский кон­
так т является п ар ам е­
трическим
элементом
РИС. 2.9. Шумовая температура ПУ
с двум я особенностя­
для различных контактов в завнси­
ми: он м ож ет о б л а­
мостн от параметра f/fo ( f — рабо­
чая частота, /о — характерная часто­
д ать
сам онакачкой;
т а контакта; непрерывная лнння —
его парам етр не имеет
расчет). Указан разброс эксперимен­
постоянной составляю ­
тальных данных.
щей и м ож ет менять
зн а к . А нализ п оказы вает, что если частота дж озеф соновской генерации немного меньш е частоты сигнала, то
д ей ствительн ая часть полного сопротивления дж озеф соновского кон такта м ож ет быть отрицательной. Это яв л е­
ние эксперим ентально обнаруж ено и исследовано в И Р Э
А Н С С С Р и впоследствии использовано для одночастот­
ного невырож денного ПУ с сам онакачкой. У силитель со­
стоит из полуволнового коаксиального резон атора, р аб о ­
таю щ его на отраж ение, с резонансной частотой 9379 М Гц.
Д ж озеф соновский переход выполнен в виде точечно­
контактной пары Nb — Та, включенной в разры в цен­
тральной ж илы резон атора в месте пучности тока. М и ­
н им альна я
ш ум овая тем п ература усилителя
210 К
(рис. 2 .9 ), что хорош о согласуется с результатам и р ас­
чета, по которому Г ш = 4 2 Т , где Т — тем й ература пере­
х о д а. М аксим альны й коэффициент усиления достигал
2 0 д Б при полосе усиления около 10 М Гц.
Д ж озеф соновские усилители не имеют аналогов. Они
отли чаю тся рядом достоинств: простотой схемы, отсут­
ствием внешнего си гн ала накачки, многие п арам етры
эти х усилителей (коэф ф ициент усиления и полоса уси­
л ен и я) регулирую тся изменением смещ ения. Н едостат­
ком их явл яется сравнительно вы сокая ш ум овая тем пе­
р ату р а, однако, по мнению авторов [5 2 ], она мож ет
бы ть сниж ена до 20— 30 К применением внешней н а к а ч ­
ки и при работе в отсутствие смещения.
76
Плннм нз важнейших направлений в разработке ПУ с джо-
жиме нерегенератввного преобразования частоты вниз, с
™
о й
Н
С
внешним гетеродином. В усилителях нспользовались
Ei™
около 300 МГц потерн преобразования оказались в R ofR « раз
ч е / с с а м о т к а н к о й ( й ц - ди нам и ческое сопроти вление
контакта, й к = 2 —20 Ом — сопротивление контакта). Динамнческнн
диапазон преобразователей в обоих режимах составляет 2 5 - 3 0 д ^
Модуляционный супергетеродннный радиометр в
230 ГГц прн (пч=300 МГц в режиме с
туацнонную чувствительность 6 Г = 0 ,3 К прн полосе УПЧ 400 МГц
н постоянной времени НЧ фильтра 1 с. Минимальное значение
бГ=ь:0 13 К получено в днапазояе 70—80 ГГц. Применение внешней
накачкн уменьшает потерн преобразования н позволяет получить
то ж е значенне бГ прн более узкой полосе частот входного снгнала.
Г ен ь^
Квантовые парамагнитные усилители ( КПУ) . Г л ав ­
ное достоинство К П У — низкий уровень собственных ш у­
мов которые в реальны х устройствах могут составлять
5— 2 0 К [52]. И х недостатком является м ал ая полоса
усиливаем ы х частот, составляю щ ая около 1 % рабочей
частоты. Принципы работы К П У хорош о известны, и
основные научны е проблемы здесь в основном решены,
однако в настоящ ее время продолж ается интенсивное
техническое усоверш енствование этих устройств.
Одной из первых удачны х попы ток создания КП У
ММ д и ап азон а явл яется м азер на частоту 81 ГГц без
магнитного поля [3 ]. М азер раб о тает по классической
трехуровневой схеме, содерж ащ ей три д важ д ы вы р о ж ­
денны х в нулевом поле спиновых уровня. Рабочим пере­
ход имеет частоту 81,3 Г Г ц , переход н акачки
124,5 ГГц.
О тсутствие магнитного поля упрощ ает конструкцию м а­
зер а, так к ак д ает возм ож ность использовать неориенти­
рованны е поликристаллические образцы . В месте с тем
возникает требование, чтобы расщ епление уровнеи^внутрикристаллическим полем соответствовало рабочей ч а­
стоте и частоте накачки. Т аком у требованию в диапазоне
около 4 мм удовлетворяю т ионы ж е л е за Fe®+ в рутиле.
П ри тем пературе 4,2 К получен м аксим альны й коэф ­
фициент усиления 27 д Б , а с учетом потерь в резонаторе
и в волноводах он составл яет 36 д Б . Н а рис. 2.10,а по­
к а зан а зависим ость коэф ф ициента усиления от частоты .
М гновенная ш ирина полосы усиления д л я различны х
типов колебаний со став л ял а 1,2— 6,6 М Гц. В реж им
усиления мож но было поставить образц ы практически
лю бой формы. У далось получить усиление 9 д Б на по­
рош ковы х о б р азц ах рутила, при этом тем п ература пони­
ж а л а с ь до 2,2 К. М гновенная ш ирина полосы при этом
р авн а 20 М Гц. Н а м онокристаллическом рутиле полу­
чалось довольно больш ое усиление и при тем пературах
выш е 4,2 К (рис. 2 . 10,6 ), поскольку мощ ность исполь­
зуемого источника накачки бы ла достаточной д л я насы ­
щ ения перехода н акачки и при повыщенной тем пературе
кр и сталл а.
„я за к л ю ч а е т с я в т о м , что д л я н и х т р е б у ю т ся в есь м а
с т а б и З » „ о ч а с т о т е 'и с т о ч н и к и зл у ч ен и я - гетер о д и н
И в ы сок о эф ф ек т и в н ы е см еси т ел и .
«т л т т к о б н а о у М и н и м а л ь н а я м ощ н ость ,
ж е н а с п ом ощ ь ю с у п е р г ет ер о д и н н о г о п ри ем н и к а,
4- / — D / G
W _ ()V
Г
— к о эф ф и ц и ен т ш у м а п р е о б р а з о -
а Г
к о м н а тн о й т е м п е р а т у р е ( / г Г - 4 - Ш
е
Л
их
дж
к о гер ен тн о ст ь у х у д ш а е т с я , т а к что прием н и к
к ,а в
S
S
k
- чтГ ч и -
о“Г .? о Г и
и зл у ч е н и я
X, мм
Г’шы. Вт/Гц’'^
РИС. 2.10. Зависимость коэффициента усиления от частоты
(а) и от температуры (б) для двух типов колебаний с раз­
личными параметрами связи КПУ с нулевым магнитным
полем
Описанный м азер по многим п арам етрам остается
лучш им из тех, которы е созданы д л я работы в М М д и а ­
пазоне. Д етал ьн ы х сообщений о р азр аб о тк ах м азеров
на более коротковолновы е диапазоны пока нет, однако
в этом направлении ведутся интенсивные исследования.
=
.й ’ т о " Г
______________________________________
10
1
0,1
4-10- **
2 - 10- "
2 . 10- "
чем д а е т ф о р м у л а (2 .4 ) (см .
„ с^ М
R к а ч еств е см еси т ел ь н ы х эл ем е н т о в в / и i
л и а ^ а з о н а Г ч а щ е в сего и сп о л ь зу ю т с я к р и ста л л и ч еск и е
ПИГ.ПЫ В а ж н ей ш и м и х а р а к т ер и ст и к а м и д и о д а в этом
? л у ? а е я в л я ю т ся п отери п р е о б р а зо в а н и я и у р о в ен ь ш ум о Г Э к сп ер и м ен ты п Ь к а з к и , что п отер и п р е о б р а з о в а ­
ния б ы стр о р а ст у т с ч а ст о то й , а м и н и м а л ь н а я о б н а р у ж и
в ™ а я Т и К т ! д ей ст в и т ел ь н о „ а н еск о л ь к о
2.6. Супергетеродинные приемные устройства
и радиометры
Супергетеродинные приемные устройства. С упергете­
родинные схемы приема н аходят ш ирокое применение
в ММ и С Б М диапазонах. Основное затруднение при
создании супергетеродинных приемников С БМ д иапазо78
Это
с и за н о
г о -в и д и м о » / с конструктивны м и иесовер.
ш ен ст в а м и см еси т ел ь н ы х у ст р о й ст в .
в § 2.2 отмечалось, что в последнее десятилетие основное
внимание уделялось сО'вершенстваванию характеристик диодов
с барьерами Шотки на основе «-GaAs, которые на сегодня кажут­
ся наиболее перспективными кристаллическими диодами практиче­
ски по всем параметрам. Благодаря улучшению характеристик са­
мих смесительных диодов и когерентности источников, используе­
мых в качестве гетеродинов, удалось значительно усовершенство­
вать параметры смесителей на кристаллических диодах.
На высоких частотах часто применяется смешивание на высших
гармониках низкочастотного гетеродина, что соответственно ведет
к дополнительным потерям преобразования, увеличению шумов и
минимальной обнаруживаемой мошности. В настояшее время сме­
шивание на основной частоте применяют приблизительно до 300 Гц,
на более высоких частотах '(а часто и на более низких) используют
высшие гармоники гетеродина. Смесители иа высших гармониках
обычно выполняют в виде волноводного креста с обычным волно­
водным входом для гетеродина и с рупором для полезного сигна­
ла. Прн увеличении номера гармоники потери преобразования ра­
стут на 3—5 дБ при переходе от гармоники к гармонике [3].
В качестве типичных результатов, достигнуты х с при­
менением кристаллических диодов, мож но у к а зать ре­
зу л ьтаты С. В. А верина и В. А. П опова [43]. Р а зр а б о ­
тан н ая ими кр естооб разн ая см есительная к а м ер а су­
щ ественно усоверш енствована и хорош о сочетается с
квазиоптическими трактам и . О на состоит из двух ортого­
нальных конусов, суж иваю щ ихся до внутреннего д и а ­
метра 1,5 мм, на входе которых установлены д и эл ектри ­
ческие согласую щ ие линзы. И гл а для приема излучения
см онтирована в месте пересечения конусов. В качестве
смесительного элем ен та прим енялся диод с барьером
Ш отки с диам етром кон такта 2 мкм и сопротивлением
растекани я 24 Ом, изготовленны й на эпитаксиальном
G aA s. В качестве гетеродина и сп ользовалась л ам п а об ­
ратной волны (Л О В ) мощ ностью 3— 19 мВт. О казалось,
Т аблица
tcHTH’
ГГц
180
250
280
286
ЗСО
350
380
80
2.8. Х аракт ерист ика см есит еля на G aAs-диоде [43]
®СИГН’
1,65
1,2
1,07
1 ,05
1.0
0 , 85
0,8 ■
Номер
гармоники
Ppg.j, мВт
L, дБ
I
1
1
2
2
2
2
10
19
II
4
3
10
7,5
28,1
28,1
23
39, 4
43. 3
40
48,9
В т/Г ц '/2
7,0-10-'*
7,0-10-'*
2,2-10-'*
9,36-10-'’
2,3-10-'*
1 ,0-10-'*
8,4-10-'*
ЧТО д а ж е мощ ности гетеродина 19 мВ т недостаточно д л я
получения миним альны х потерь п р еобразован ия L.
В таб л. 2.8 приведены результаты эксперим ентов по
смеш иванию на различны х частотах. М и ни м альн ая об­
н ар у ж и в аем ая мощ ность о к а зал ас ь на 30—40 д Б мень­
ше, чем у прием ника на я -InSb. И спользовани е менее
ш ум ящ его гетеродина, чем Л О В , по мнению авторов
[ 4 3 ] , позволит получить значения Pm in, близкие к тем,
которы е даю тся вы раж ением (2.4).
J
4
РИС. 2.11. Интегральный полупроводниковый смеситель:
а) инт е гр а л ьны й смеси тел ь с ант енн ой ( / — прин им ае мое излучение ;
ПЧ; 3 — п роходны е емкости; 4 — п ове рхно стно -орие нт иро­
ван ный ди о д Шоткн; 5 — а нт енн а; 6 — м е т а л л и з и р о в а н н а я пове рх­
ность; 7 — вы со коом ны й G a A s); б) п ове рхн остно -ор ие нт иро ва нн ый д и ­
од Шо тки (/ — барье р Шотки ; 2 — ;г-слой; 3 — высо коом ны й GaAs;
4 — п +-слой\ 5 — слой с и м пл а н ти р ова н ны м и п рим есями; 6 — оми че с ­
кий ко нтак т)
2 — вы хо д
Н ам еч ается тенденция создания и нтегральны х схем
смесителей, вклю чаю щ их антенну, поверхностно-ориенти­
рованный диод с барьером Ш отки и вспомогательны е
элементы , выполненны е на монолитном кри сталле G aA s
(рис. 2.11). Д ругим примером интегральны х схем см е­
сителей являю тся м ногоконтактны е диоды Ш отки, ском ­
понованные с миниатю рной рамочной антенной.
Рассм отренны й супергетеродннный приемник основан
на классических радиотехнических методах (см еситель—
точечный контакт, гетеродин — Л О В ). В н астоящ ее вр е­
мя р азр аб о тан ы приемники, в которы х комбинирую тся
радиотехнические и оптические методы. В одном из т а ­
ких приемников в качестве гетеродина и спользовался
H C N -л азер с рабочей частотой 891 ГГц. Его излучение
по рупору н ап равл ял ось в смесительную кам еру, сход­
ную с описанной в [43]. В качестве см есителя использо­
вались как диоды с приж им ны ми кон тактам и Аи — Си
6—3188
81
к /г-G aA s, так и G aA s-диоды с барьером Ш отки. С по­
мощью такого прием ника уд алось уверенно регистриро­
вать девятую гарм онику клистрона, работаю щ его на
дли н е волны 3 мм, мощ ность которой не п ревы ш ала
1,7-10-® Вт. П олученны е результаты приведены в
табл. 2.9. Эксперименты п оказал и , что д л я получения
оптим ального соотнош ения сигнал-ш ум требуется мощТ а б л и ц а 2.9. Х а р акт ер и ст и ки см еси т еля с Н СЫ -лазерны м
гетеродином.
fnq- МГЧ
150
365
ДБ
32
32
Т'пч. Дб
7"*прм- дБ
4 ,8
0 ,9
3 8 ,8
3 6 ,8
P ^ i n , В т /Г ц 1 /2
3,1-10-"
1.9.10-"
• Индекс д относится к параметрам диода.
♦* Индекс прм означает приемник.
ность гетеродина около 30 мВт, причем эта мощ ность
немного изм еняется от кон такта к контакту. Д л я ш иро­
кого применения С Б М л азер о в в качестве гетеродинов
ж елательн о ум еньш ать эту мощ ность, п одавая смещ ение
на смесительный диод. С мещ ение подбирается д л я к а ж ­
дого днода и соответствует току О—0,5 мА.
Р азр аб о тан ы т ак ж е приемники, использую щ ие чисто
оптические методы. С хем а одного из так и х приемников
приведена на рис. 2.12. С игнал НСМ-лазера_^ делится на
д ва пучка — сигнальны й и гетеро­
динный. П ервы й н ап равл яется на
-|
быстро вращ аю щ и йся
(100 С“ ’ )
Y ю алю миниевы й цилиндр, что обеспе­
чивает сдвиг по частоте на 160 кГц
на отраж ение, а затем в о зв р а щ ае т­
ся в общий тр ак т излучения и н а­
п равл яется вместе с гетеродинным
РИС. 2.12. Гетеродинный приемник
HCN-лазерным гетеродином:
с
/ — HCN-лазер; 2 — G aA s-детектор в гелиевом
дьюаре; 3 — источник смещения; 4 — см еси ­
тель;
5 — осциллограф:
6 — измерительный
усилитель; 7 — самописец: 3 — вращающийся
зубчатый
цилиндр; 9 — расщ епитель луча;
10, 11 — прерыватели лучей; 12, /3 — линзы,
14 — отраж аю щ ее зеркало
82
пучком на G aA s-детектор с примесной ф отопроводимо­
стью. Т еоретическая м и н им альн ая регистрируем ая мощ ­
ность оценивается величиной P m in = l,6 5 -10--® Вт/Гц'^'^.
Р еал ьн о наименьш ее значение Pmm составляет 1,4Х
Х Ю -'* В т /Г ц ‘/ 2.
В работе [55] приведено описание х ар актер и сти к не­
которы х типов приемников с дж озеф соновским и пере­
ходами. Э ксперим ентально н аблю далось см еш ивание ч а­
стот в д и ап азон е частот 24— 72 ГГц. П роведен та к ж е ряд
экспериментов по смеш иванию на частоте 3,8 ТГц.
В одном из экспериментов получено отнош ение сигналшум 46 дБ .
П оскольку в сверхпроводящ ем переходе при подаче
на него постоянного н ап ряж ени я U возникаю т колебания
с частотой (a = 2qlJ! П, хо сущ ествует возм ож ность ис­
п ользовать такой переход к а к см еситель с собственным
гетеродином. И зм енение высоты первой ступеньки, инду­
цированной излучением, д ает возм ож ность со зд ать гомодинный см еситель или синхронный детектор, посколь­
ку частота гетеродина, работаю щ его на дж озеф соновском переходе, равн а сигнальной. В принципе такой
детектор явл яется н астраиваем ы м по напряж ению и ч а­
стотно-избирательны м.
Гетеродинны е смесители с дж озеф соновским и кон так­
там и и сследовались от сам ы х низких частот до 10 ГГц
и в и нтервале частот 25— 73 ГГц. П олучены значения
fm m от 10-7 до 10-'7 Вт/Гц*('2 30 вссм диап азон е частот,
и полоса по П Ч Д/=^5 М Г ц на частоте 70 ГГц.
И сследовани я супергетеродинны х приемников
дж о­
зефсоновскими переходам и находятся в начальной с т а ­
дии, сообщ ения о них носят отрывочный х ар актер , по­
этому пока трудно оценить в полной мере перспектив­
ность так и х устройств, хотя приведенные данны е свиде­
тельствую т о целесообразности дальнейш их р азр або то к
в этом направлении, и д аю т определенны е основания для
оптимистических выводов о перспективности таких
устройств.
У ж е указы в ал о сь на перспективность использования
д л я гетеродинного прием а в С Б М и дальн ем И К д и а п а­
зон ах пироэлектрических детекторов. Х арактеристики,
близкие к идеальны м , могут быть получены при условии,
что сигнал гетеродина имеет достаточную интенсивность
и высокую когерентность. Н а п ракти ке мощ ность гете­
родина огратптчеиа м аксим ально допустимым рассеяни6*
83
ем тепла в приемном элем енте и, кром е того, она м ож ет
бы ть ограничена некогерентностью излучения гетероди­
на. И менно этот ф актор определял порог в эксперимен­
те по гетеродинному детектированию на волне 337 мкм
[ 5 1 ] . Х арактеристики данной гетеродинной системы в
случае, когда прибор в реж им е прямого детектирования
имеет пороговую чувствительность Рдет, при мощности
гетеродина Ргет д ается приближ енно вы раж ением Рдет =
= ( P r e r P m i n ) Д л я ХОрОШСГО ПИрОЭЛСКТрИЧеСКОГО Д С текто р а Р д е т = 1 0 -'° Вт/Гц'^®, так что если з а д а в а т ь ­
ся Р г е т = 0 , 1 Вт,
получается
P m in = 1 0 '''®
Вц/Гц'/®,
что на д ва п орядка хуж е, чем у идеального гетеродинно­
го приемника, но, тем не менее, п редставляет большой
интерес. К сож алению , созданны е до сих пор С БМ источ­
ники излучения не имеют достаточно высокой когерент­
ности д л я достиж ения так и х п оказателей.
Радиометр вклю чает в себя ш ирокополосный прием ­
ник и вспомогательны е устройства, которы е долж ны от­
д ел ять принимаемы й сигнал от собственных ш умов. В ы ­
раж енны й в гр ад у сах пороговый сигнал, о б н ар у ж и вае­
мый радиом етром .
Ь Т = а Г ^ К д Р /А /= a P J 2 V ^ h .
(2 .5 )
тов и многомодовы х волноводны х систем, а та к ж е при
приеме излучения от протяж енны х источников^приемные
элем енты подвергаю тся одновременному воздействию не­
скольки х мод колебаний. У чет этих особенностей д ает
д л я порогового си гн ала, об наруж иваем ого радиом етром ,
несколько
отличное
от
(2.5)
вы раж ен и е
[5 7 ].
Тф УЛ/Д/хЯ® - где Л — площ адь приемного элем ен ­
та ; А, — дли н а волны принимаемого излучения; Гф — ф о­
н овая тем пература.
„„ „„
В радиом етрах, используемых в радиотелескопах,
очень важ н о и спользовать высокочувствительные прием­
ники, так к ак это позволяет в более полной мере реали-
РИС. 2.13. Структурная схема радиометра 8-мм диапазона
2 - г е н е р а т о р ы ка л и бр ов очн ог о ш ум а ; ® “
У _ 1 - й смеситель- 6'— 1-й У П Ч ; 7 — к а н а л A/i;
пр ер ывн ог о с пект ра; 9 - 1-й ге теродин; 1 0 - 2 - й
д у ; 72 — реги ст ра т о р а н а л и з а т о р а с пект ра; 13
поля ри за ц и он н ы й моду л я т ор
,
З д е с ь Тш — шу.мовая тем пература всей приемной систе­
мы (например, системы радиотелескоп — рад и ом етр),
А/ — полоса принимаемы х частот, AF — полоса пропу­
скан ия выходного ф и льтра (в случае однозвенного RCф и л ьтр а А Г = 1 /4 т , x==RC). К оэффициент а=ьг1 зависит
о т схемы радиом етра. Величину <7— У Д/ t назы ваю т р а ­
диометрическим выигрыш ем, поскольку она показы вает,
во сколько раз миним альны й сигнал, обнаруж иваем ы й
радиом етром , меньш е его собственных ш умов. Обычно
^=10® — 10®. Д л я различны х схем радиом етров в ы р аж е­
ние д л я миним ального об наруж иваем ого си гн ала не­
сколько отличается от (2.5).
Р адиом етры , работаю щ ие в коротковолновой части
ММ и С Б М д и ап азон а, имею т некоторы е особенности
в сравнении с более длинноволновы ми радиом етрам и.
П ер вая состоит в том, что здесь происходит переход
к квантовы м ограничениям чувствительности, так к а к не
всегда оказы вается справедли вы м приближ ение Рел е я —Д ж и н са (Av<cATo). В торая св язан а с тем, что в св я­
зи с использованием распределенны х приемных элем ен ­
84
4 - - КПУ
8 — реги ст ратор ие
2-й
ге теродин,
зовать инф орм ативность радиотелескопа при изменении
геометрии приемной антенны. А вторы [57] отмечаю т,
что предельной чувствительностью радиом етра д л я еди­
ничного наблю дения при т = 1 с можно считать величину
п оряд ка 10“ ®К.
В качестве примеров рассмотрим две конструкции
радиом етров ММ и С Б М диапазонов. Р ад иом етр 8-мм
д и ап азо н а с м азером на входе (рис. 2.13) предназначен
д л я изучения сплош ного спектра и проведения спек­
трал ьн ого ан ал и за принимаемого сигнала. Д л я этого
в радиом етре имею тся д ва к а н а л а прием а: ш ирокополос­
ный с полосой A f ,= 2 0 М Гц и узкополосны й с Af2=
= 1 М Гц. У силение си гн ала по высокой частоте осущ ест­
вляется обычным супергетеродинным приемником. Ш у­
м овая тем п ература системы радиом етр
антенна состав­
ляет 190—250 К, чувствительность при т = 1 с в широ85
4
РИС. 2.14. Структурная схема
метра СБМ диапазона;
радио­
/ —рупор; 2—оптический волновод; 3—фильтр
ИК-излучения; 4 — модулятор; 5 —квазиоптический волновод; 6 — образец /i-lnSb; 7—мотор;
3—источник смещения;
9—предварительный
УНЧ;
/О—УНЧ;
/ / —синхронный
детектор;
/2 —УПТ; 13 — преобразователь светового сиг­
нала в напряжение опорной частоты
КОПОЛ осном кан але 0,08— 0,1 К,
в узкополосном — 0,3— 0,4 К.
Радиом етр
С БМ д и ап азо н а
создан в И Р Э А Н С С С Р . Осно•4,
. вой ради ом етра служ или расiT \-^(j) см отренны е р ан ее
приемники
'W '
П С Д -5 и П С Д -6. Ч увстви тел ь­
ность р ади ом етра в д и ап азон е длин волн А = 0 ,5 — 2 мм
6 7 ^ 0 ,0 5 К в 10%-ной полосе. С труктурн ая схем а рад и о­
м етра приведена на рис. 2.14. П осле усоверш енствования
ради ом етра
достигнута
чувствительность
6Г =
= 3-10-3 К при А = 0 ,8 1 —
2,6 мм, которая явл яется
рекордной и п р и б л и ж а­
ется к предельной. С пек­
тр ал ь н ая
зависим ость
тем пературной
чувстви­
тельности в д и ап азон е
РИС. 2.15. Спектральная зависи­
А = 0 ,1 5 — 1,4 мм при 3% мость температурной чувствитель­
ной полосе частот п ока­
ности радиометра СБМ диапазо­
на
за н а на рис. 2.15 [52].
2.7. Перспективные направления исследований
В настоящее время ведутся интенсивные исследования, на­
правленные на улучшение характеристик приемников ММ и СБМ
излучения по пути как улучшения характеристик имеющихся при­
емников этих двапазонов, так и создания приемников новых типов
с использованием новых принципов индикации СВЧ излучения.
Кратко охарактеризуем основные тенденции подобных исследо­
ваний.
Квантовые счетчики фотонов. П ерспективны м н а ­
правлением в создании вы сокоэф ф ективны х приемников
М М и С Б М диапазонов яв л яется р азр а б о тк а устройств,
преобразую щ их кванты излучения этих диапазонов в бо­
лее длинноволновое С В Ч излучение либо в кванты
видимого света. И в длинноволновой части С В Ч д и а п а зо ­
на, II в видимой области спектра имею тся высокочувстви86
тельны е приемники, обеспечиваю щ ие
ем . Н еобходи м ая структура энергетических уровней та
ких устройств п о к азан а на рис. 2.16.
И звестен вари ан т квантового приемника с преобр
зованием излучения М М и С Б М диапазонов в длинно^ л н о в о е С В Ч излучение [3 ], где п ред п олагается ис­
п ользовать квантовую систему с
ж ени ем энергетических уровней,
^ |
в которой сигнал и грает роль накачки (рис. 2.16,а ) . Ьсли
Зоны погло-
У
%
А W
25
Натка
ММ
21■
'/2
S)
РИС. 2.16. Схема энергетических уровней счетчика фотонов
с преобразованием вниз (а) и вверх (б)
при тепловом равновесии подать сигнал гетеродина с ч стотой / 12, соответствую щ ей расстоянию м еж ду уровнями
/ и 2 он будет п оглощ аться, т а к к ак населенность уров­
ня 2 меньше, чем уровня 1. Е сли в систему подать детек­
тируем ы й сигнал с частотой fi3, то разность в населен­
ностях уповней 1 и 2 будет ум еньш аться и поглощ ение
н а частоте fi 2 уменьш ится. Это изменение поглощ ения
м ож ет быть зарегистрирован о каким -либо образом , т. е.
м ож ет быть осущ ествлен прием в длинноволновой части
С В Ч д и ап азон а. П ри оптим альны х врем енах р ел а к с а ­
ции м еж ду уровням и потери с преобразованием вниз
пропорциональны fi2/ f i 3Д ругим вариантом квантового счетчика фотонов
яв л яе тся устройство д л я п р еобразован ия к м н т о в М М и
С Б М излучения в кванты видимого света. П ринцип дей ­
стви я прибора ясен из рис. 2.16,6. Д линноволновое ( М М
или С Б М ) излучение поглощ ается б лаго д ар я переходам
м еж ду уровням и £ и 2А в оптически н акачанном рубине.
Это ведет к увеличению населенности уровня 2А, кото­
рый о п р е д е л я е т флуоресценцию /?2. В магнитном поле.
РИС. 2.17. Схематическое устройст­
во счетчика фотонов с преобразова­
нием вверх:
/ —H CN-лазер;
2—ф окусирующ ее
зерка­
ло; 3—отраж аю щ ее зеркало; 4—прерыва­
тель;; 5—волновод; 6, 7 —световоды;
S—
Не—Хе-лампа с рефлектором и собираю ­
щей линзой; 9—рубиновый кристалл; Ю—
постоянный
магнит;
/ / —оптический
фильтр; /2 —ФЭУ; IS—усилитель-, / 4 - сам о­
писец; /5 — гелиевый Дьюар
параллельном с-оси кр и стал ­
ла, уровни В и 2А р асщ еп л я­
ю тся в соответствии со зн ач е­
ниями g -ф акторов: g , , ( £ ) =
= 2,445 и g ( 2 J ) = l , 4 6 . Д л я
излучения частотой 891 ГГц
(H C N -л азер) детектор
чув­
ствителен при двух зн ачен иях индукции магнитного по­
л я Bi и ДгС хематически устройство показано на рис. 2.17. Р у ­
биновый кри сталл н акачи вается Н е — Х е-лампой. Ч то ­
бы и збеж ать термического заселен и я уровня 2Л, кри­
сталл охлал-сдается до тем пературы ж идкого гелия. Д о излучение отделяется от сильного Д ги зл уч ен и я несколь­
кими интерференционными ф ильтрам и и регистрируется
фотоумнож ителем. В эксперим ентах получено детекти ­
рование при индукциях магнитны х полей B i = 5 кГс и
Д о = 2 0 кГс. В рем я откли ка детектора оценивается в
10“® с. К вантовая эф ф ективность счетчика 10“ ®, а мини­
мальный регистрируемый сигнал около 10“ ® Вт. Н есм о­
тря на столь низкие п оказатели , достигнуты е в пробных
эксперим ентах, устройство п редставляется весьм а пер­
спективным детектором ММ и С БМ излучения.
Детектирование на ридберговских атомах. Главны ми
свойствам и ридберговских атомов, определяю щ их их
пригодность д л я детектирования, являю тся больш ой дипольный момент, изобилие резонансны х переходов и
л егк ая ионизация селективны м излучением. П оскольку
уровни в ридберговских атом ах подверж ены сильному
эф ф екту Ш тар ка, то легко получается п ерестраи ваем ая
по частоте детекторная система.
В подобном детекторном устройстве [58] пучок ато ­
мов н акачи вается л азером на какой-либо высоко л е ж а ­
щий уровень а. П остоянны м электрическим полем вы ­
ставл яется расстояние м еж ду уровнем а н ещ е более
высоко располож енны м уровнем Ь. Это расстояние вы-
РИС. 2.18. Схема уровней
натрия, используемая при
детектировании СБМ излу­
чения
1В0,6
Пр
275
------ ----------
---- ^
' /77/7
Шт
т МКМ (ВК)
1
ЖЗ
б и рается равны м энер­
гии кван тов входящ е­
, 2BS
го
регистрируем ого
0,4115 мкм
'Зр
излучения
и м ож ет
24,115
ск ан и роваться по спек­
'0,5889 мкм
тру. П оглощ ение ф ото­
30 В, В!СМ
20
10
нов этого
излучения
приводит к переходу
атом а из состояния а
в состояние Ь. П ериодически приклады ваем ое поле вы ­
би рается таким , чтобы оно ионизировало атомы в со­
стоянии Ь, но не ионизировало атомы в состоянии а. П о ­
л учаем ы е в результате ионизации электроны или ионы
регистрирую тся электронны м ум нож ителем .
В реальном устройстве и сп ользовался пучок атомов
натрия, н акачиваем ы й двум я импульсными л азер ам и на
краси телях. И ндицируемое излучение создавалось СОгл азером , работаю щ им на длине волны 496 км. О бласть
взаим одействия лазерны х и атомного пучков р ас п о л ага­
л ась м еж ду двум я дисковыми пластинами, м еж ду кото­
рыми созд авал ось электрическое поле. В нижней п ласти ­
не имелось небольш ое отверстие, за которым р асп о л а­
гал ся электронны й умнож итель. Н а длине волны 496 мкм
использовались переходы м еж ду уровнями 26s и 27р
натрия. Уровни н астраивали сь в резонанс с индицируе­
мым излучением полем напряж енностью 27^ В /см
(рис. 2.18). Атомы, переходящ ие на уровень 27р под
действием детектируемого излучения, обнаруж и вали сь
импульсным
электрическим
полем
напряж енностью
0,9 к В /см , п риклады ваем ы м через 1,3 мкс после того,
к а к л азер ы на краси телях засел ял и уровень 26s. Это
поле ионизировало уровень 27р, но не уровень 26s. По
оценкам авторов [5 8 ], ЭМ Ш предлагаем ого устройства
со став л яет 5-10“ ‘® Вт/Гц'/®. Ш умы детектора на рид­
берговских атом ах обусловлены главны м образом тем,
что п риклады ваем ое импульсное поле ионизирует не
только 27р-состояние, но и выш е располож енны е уровни.
Д ругим источником ш умов являю тся тепловы е переходы
м еж ду этими высокими уровнями.
89
Если р ассм атр и вать детектор на ридберговских ато­
м ах как счетчик фотонов, то в принципе в нем м ож ет
быть достигнута 100 % -ная эффективность. В экспери­
ментах достигнута эф ф ективность около 0,1 %, однако
авторы [58] полагаю т, что можно добиться эф ф екти в­
ности 10 % и более.
Экситонные детекторы. К ром е детекторов, действие
которы х основано на ионизации мелких примесных цен­
тров (см. § 2 .4 ), больш ой интерес представляю т близкие
по принципу действия экситонны е детекторы [59]. Т аки е
детекторы п редставляю т собой предельно очищ енные
образц ы полупроводника (наприм ер, герм ания) с оми­
ческими контактам и, освещ аем ы е светом с длиной вол­
ны, соответствую щ ей собственному поглощ ению . В озни­
каю щ ие при этом электроны и ды рки при тем пературе
ж идкого гелия с больш ой степенью вероятности связы ­
ваю тся в экситоны — об разован ия, аналогичны е атом ам
водорода. П одобно последним, они имеют дискретны й
спектр энергетических уровней. С Б М излучение с энер­
гией квантов больш ей, чем энергия связи экситонов (это
соответствует А^ЗОО мкм д л я гер м ан и я), вы зы вает р а с ­
п ад последних на электроны и ды рки, т. е. к появлению
фотопроводимости.
Экситонный детектор из герм ания с концентрац11еи
экситонов 10>* см-3 имеет бы стродействие около 10-® с
и пороговую чувствительность 10- " — Ю -’^ В т /Г ц Г ’^, т. е.
не уступает по чувствительности лучш им о б разц ам д е­
текторов на InS b, а по быстродействию превосходит их.
Проведенный краткий анализ состояния разработок приемных
устройств и приемных элементов показывает, что на сегодня ис­
следователи располагают большим выбором средств для обнару­
жения и измерения характеристик ММ и СБМ излучения. В ММ
диапазоне ряд приемников приближается по чувствительности
к квантовому пределу. Хуже обстоит дело с пр-иемниками СБМ
диапазона, особенно в интервале длин волн 0,1—0,3 мм и в длин­
новолновой части ИК диапазона. Поэтому в настоящее время
исследователи уделяют этому диапазону особое внимание.
Кроме поисков путей совершенствования приемяиков ММ и
СБМ диапазонов, ведутся иитенсивные работы по промышленному
освоению ряда приемных элементов, приемников и приемных си­
стем и совершенствованию известных промышленных разработок.
Однако все же следует отметить большой разрыв меж ду состоя­
нием научных разработок и уровнем их промышленного освоения.
В настоящее время надеж1Н0 освоен диапазон до 40 МГц. Отече­
ственная
промышленность выпускает измерительный приемник
П5-15А, схема и конструкция которого аналогичны схемам и кон­
струкциям измерительных приемников сантиметрового диапазона.
Его рабочий диапазон охватывает 25,8—37,5 ГГц, чувствительность
90
пои приеме синусоидальных и шумовых сигналов в модулиционном режиме не хуж е 10"‘* Вт. Флуктуационный порог чувстви­
тельности (для постоянной времени 1 с) не более 3- 10
Ьт,
коэффициент шума не более 600, эффективная полоса пропускания
равна 10 Мгц. Погрешность абсолютных измерений мощности; си­
стематическая составляющая + 1 ,4 дБ, случайная (За) составляю­
щая + 0 ,6 дБ. Погрешность относительных измерений мощноста:
систематическая составляющая (в динамическом диапазоне 60 дБ)
± 0 ,5 дБ, случайная (За) составляющая ± 0 ,5 дБ. КСВ входа при­
емника во всем диапазоне рабочих частот не более 1,6.
В настоящее время готовятся к серийному производству изме­
рительные приемники 4-мм диапазона, аналогичные приемнику
15-15А, разрабатываются приемники 2-мм диапазона.
На международном микроволновом симпозиуме в 198U г. [OUJ
сообщалось о ряде новых приемников и их элементов, выпускае­
мых зарубежными фирмами. Например, приведены характеристики
супергетеродинного приемника радиоастрономического назначения
для диапазона 200—300 ГГц. В приемнике использованы экспери­
ментальные диоды с барьером Шотки, гетеродином служит клистронный генератор диапазона 100— 140 ГГц, частота которого
удваивается умножителем на кристаллических диодах. 114 прием­
ника 1 3 ГГц шумовая темнература УПЧ 50 К. Общая шумовая
температура приемпика 2500 К, минимум шумов наблюдается на
частоте 230 ГГц. Сообщалось о создании твердотельного суперге­
теродинного приемника на 140 ГГц и общим коэффициентом шума
6 дБ в режиме двухполосного приема в мгновенной полосе 2 ГГц.
Смесителем в приемнике служат GaAs-диоды, гетеродином — диод
Ганна мощностью 75 мВт с утроителем частоты па GaAs-варакторе.
Значительное число сообщений касалось смесителей ММ диапазона.
В одном из них сообщалось о смесителе на область частот около
60 ГГц на стандартных GaAs-диодах. Коэффициент шума на ча_стоте 58 2 ГГц при мощности гетеродина 12 дБм и промежуточной
частоте 100— 1200 МГц составляет 6,8—7,6 дБ (коэффициент шума
УПЧ 2,5 дБ). Ряд сообщений касался разработсж, направленных
на уменьшение габаритов и массы приемников, улучшение техно­
логии их производства.
Можно надеяться, что указаииый разрыв между уровнем на­
учных разработок и состоянием промышленного освоения измери­
тельных приемников ММ и СБМ диапазонов в ближайшей пер­
спективе будет ликвидирован, что диктуется все более широким
использованием ММ и СБМ излучения в самых различных обла­
стях науки и техники.
О
ГЛАВА
Линии передачи электромагнитных волн
и измерение их характеристик
3.1. Типы волноводных систем и их характеристики
Л инии передачи М М и С Б М волн являю тся и о б ъ ­
ектом и средством измерений. В первом случае необхо­
димо зн ать электродинам ические характеристики линий,
91
передаю щ их сигнал на ММ и С БМ волнах. Во втором
случае линии передачи использую тся д л я изм ерения х а ­
рактери сти к вносимых в них объектов (например, ди­
электрических о б р азц о в).
М ногообразие применения линий передачи, техноло­
гические и принципиальны е трудности создания в ММ
и особенно в С Б М д и ап азо н ах традиционны х волновод­
ных систем (подобных системам С В Ч д и ап азо н а) обус­
ловли ваю т больш ое разн ооб рази е линий передачи этого
д и ап азон а. В настоящ ей гл аве рассмотрены и сопостав­
лены основны е типы волноводны х систем ММ и С БМ
диапазонов, их особенности, характери сти ки и области
применения.
В М М и С Б М д и ап азон ах волн прим еняю тся следую ­
щ ие типы волноводны х систем: полы е м еталлические
волноводы; м еталлодиэлектрические волноводы; д и эл ек­
трические, в том числе диэлектрические полосковы е вол­
новоды; квазиоптические лучеводы ; микрополосковы е
линии.
Основным отличием полых металлических волново­
дов ММ и С Б М волн от волноводов, прим еняем ы х в
С В Ч диапазоне, явл яется то, что они, к ак правило, я в л я ­
ются многомодовыми. Это обстоятельство значительно
затр у д н яет к ак р азр аб о тк у и создание самих линий пе­
редач, т а к и измерение основных их характеристик. Таки.ми характери сти кам и являю тся: постоянные распро­
странения 7 j = Pj —
(Pj и aj — ф азо в ая постоянная и
постоянная зату х ан и я волны /-го типа соответственно),
относительны й уровень мощности /-й волны; частотн ая и
ф азо в а я характеристики линии; Кет', п редельн ая мощ ­
ность и др.
Точность измерения этих характеристик определяется в пер­
вую очередь требоваянямн, предъявляемыми к конкретному трак­
ту: в одном случае главным является обеспечение минимальных
потерь, в других — заданной структуры поля, максимума переда­
ваемой мощности, равномерностн фазовой характернстикн н т. д.
Р ассм отрим основные свойства многомодовых волно­
водов. Р асп ределен и е электрического и магнитного по­
лей волны в лю бом поперечном сечении волновода при
2 = co n st неизменно, а происходит лиш ь изменение ам ­
плитуды и ф азы волны по закону
Е^. (х, у , z) = A j E j ( x , у ) е
92
где A j — ам пли туда волны /-го типа. В ы раж ен и я д л я
8 ,- и а,-, а та к ж е д л я векторны х функций Е ,(х , у) и
Н ,(х , у ) , описываю щ их распределения электрического
и магнитного полей волн в поперечном сечении полых
м еталлических волноводов, хорош о известны (Ы Ocsj.
Р асч ет значения aj практически всегда приводит к не­
соответствию с изм еряем ой величиной з а т у м н и я . П о­
этому д а ж е в регулярном волноводе ММ и С Б М д и а п а­
зона практически всегда необходимы измерения потерь
aj, а иногда величин р„ Ej или H j (поля Ej и Hj свя­
зан ы м еж ду собой аналитически).
Р еал ьн ы е трак ты всегда имеют р яд специально вво­
дим ых или случайны х нерегулярностей. П ервы е связан ы
с использованием измерительны х элементов, таких к ак
аттеню аторы , ф азовращ атели , м одуляторы , переходы
с одного сечения волновода на другое, делители мощ но­
сти, детекторны е секции и т. д.
Случайные нерегулярности возникают нз-за нендеальностн гео­
метрии волноводов, а также нх соединения и кренлеяня. Следует
отметить что с укорочением длины волны случайные нерегуляр­
ности вносят все больший вклад как в значенне вносимых^ потерь
н Кст, так и в эффективность нреобразовання основной моды
в высшие.
И звестно [6 3 ], что в одномодовом волноводе лю бы е
нерегулярности вы зы ваю т только о траж ен и е рабочей
волны. В многомодовом волноводе л ю бая н ерегуляр­
ность вы зы вает т а к ж е и скаж ение ам плитудного распределения поля волны [64, 66], что обусловлено п реоб ра­
зованием основной моды в высш ие моды.
П реобразован и е мод имеет важ ную особенность —
преимущ ественное возбуж дение на нерегулярностях мод
того ж е н ап равлен ия распространения, что и возбужу
д аю щ ая мода [отнош ение ам плитуд прямой и обратной
мод индекса i равно (Pj-fP;)/ (Р/— PO l- К роме того, наи­
больш ие ам плитуды имею т моды с близким и к рабочей
моде ф азовы м и постоянными. В случае распределенны х
нерегулярностей наиболее эф ф ективное возбуж дение мо­
ды индекса i имеет место, когда Cji пропорционально
cos Pj,-2 , т. е. когда нерегулярности имеют косинусоидаль­
ную зависим ость от 2 с периодом, равным длине волны
биений (Я ,//=2я/Р /е) м еж ду /-й и i-й модами.
Особенности измерения характеристик многомодовых полых ме­
таллических волноводов (тепловые потерн а;,_ потерн на преобра­
зование Q i, фазовая постоянная 8 ,, модальный состав и структура
93
в волноводе) достаточно подробно рассмотрены в моногра­
фиях [63, 64]. Поэтому здесь мы рассмотрим лишь вопросы из­
мерения этих ха,рактерист»к в открытых линиях передачи (см.
§ 3.5).
ПОЛЯ
3.2. Полые металлические волноводы
В ММ д и ап азо н е волн ш ирокое распространение по­
лучили одномодовы е и многомодовы е (прям оугольны е
и круглы е) волноводы, а в С БМ диапазоне — только
■многомодовы е волноводы.
Прямоуголные волноводы. Д л я о'дномодового реж им а
работы необходимо вы полнение условий; 2а > А о > а ,
2Ь <А о (а и 6 — разм еры широкой и узкой стенок вол­
но во д а). Д л я основной волны Нш ф азо в ая постоянная
Рю и постоянная затухан и я аю определяю тся в ы р аж е­
ниями:
^ го = [к \-{ Ч а )У .
(3.1)
а,„ =
д /2 1 + 2 (Ь/а) (Ао/2а)*
(и с е ,/Я ,о )
где ко = 2л/Ао; с — скорость света в вакуум е; о — прово­
димость, С м /м ; е о = 8 , 8 6 - 1 0 - ‘7 Ф /м — д иэлектри ческая
проницаем ость вакуум а.
В одномодовых волноводах обычно а = 2 Ь . П ри этом
условии и при 0 = 5,4-107 С м /м (м едь) по указан ной
ф орм уле мож но определить потери на проводимость в
стенках волновода (см. табл. 3.1).
Измеренные значения потерь обычно в 1,5—2 раза превышают
расчетные, причем с укорочением длины волны наблюдается все
большее несоответствие расчетных и измеренных потерь. Этот факт
обусловлен шероховатостью стенок волновода и наличием на них
пленки окислов. Например, при A o^l мм толщина скин-слоя для
меди 6 = 0 ,1 2 5 мкм, что сравнимо с характерными размерами ше­
роховатости стенок волновода и толщиной окисиой пленки.
Таблица
3.1.
Т, мм
8
4
2
94
П от ер и в волноводах.
оХ Ь , мм>
5 ,2X 2,6
3 , 6 X 1 .8
1 ,6 X 0 ,8
а ,„ , д Б /м
1 .2
2 ,0
5 ,4
С укорочением длины волны резко возрастаю т н тр е­
бования к допускам на разм еры волноводов и точности
их стыковки. К оэффициенты отраж ен ия от различны х
деф ектов, возникаю щ их при сты ковке волноводов, могут
быть оценены по приближ енны м ф орм улам , приведенным
в [63]. Т ак, при допусках на разм еры а и 6, равны х б,
коэф ф ициент отраж ен и я от сты ка двух волноводов при
а=2Ь
а
=
4 5 /а .
П ри смещ ении волноводов в контактной поверхности
сты ка на Аа или А Ь
1 Г |^ „^ 0 ,9 А а /а ,
0,ЗДЬ/Ь.
К оэф ф ициент отраж ен ия на излом е оси на угол 0
в сты ке 1 Г 1 е= 3 -1 О “ ®0.
Многомодовые волноводы. В многомодовом реж им е
потери при раб оте на волне Ню малы . П ри условии а »
» Л о , 6 > А о и Ь<2а®/А% из (3.1) следует, что а - - 1 /Ь
(,—■— зн ак п ропорциональности). Это озн ачает, что н а­
именьш ие потери мож но получить в многомодовом вол­
новоде, у которого разм ер Ь > а , когда вектор н ап р яж ен ­
ности электрического поля распространяю щ ейся волны
перпендикулярен стенке с разм ером а. О днако при Ь > а
увеличивается возмож ность возникновения высших мод.
Это мож ет привести не.только к увеличению сум м арны х
потерь, но и к значительной осцилляционной зависим о­
сти этих потерь от частоты. К ром е того, при наличии
в измерительном трак те на многомодовых волноводах
переходов с одного сечения волновода на другой воз­
мож но возникновение резонансов, обусловленны х переотраж ением п арази тн ы х мод от критических сечений
[63, 64]. П ри резонансе коэфф ициент пропускания ум но­
ж ается на ф актор D j = L j l
L,
потери на
п реоб разован и е основной волны в /-ю волну высшего
типа; Г)/ — затухан и е /-й волны. П ри
Dy<ClВеличина Lj для различных нерегулярностей (изменение раз­
меров или формы поперечного сечения, смещения в контактной по­
верхности стыков) может быть рассчитана с помощью выражений,
приведенных в работе [63]. При этом сдвиг осей волноводов на
Да вызывает преобразование волны Ню в волны Я то ("*=2. 4,
6, . . . ) , а сдвиг на АЬ — в волны Ню и Ею (« = 1 , 3, 5 , . . . ) . Сим­
метричный скачок размеров а п Ь приводит к преобразованию вол­
ны Ню в волны Нто {т— 3, 5), Нщ и Ею (« = 2 , 4>.
95
В этом случае появляется возмож ность распространения
волн
высших типов:
Eoi(voi = 2,4),
H 2i((i2i = 3,05),
Hoi и Ец, ((io i= v ii = 3,83) и т. д.
К оэффициенты п реобразован ия волны Ню в волны
Н,„о имеют простой вид:
5,;,в=2л®/«Аа/Р2о(Р2о— Рю) я®.
С ледует зам етить, что наибольш ее значение имеет
коэф ф ициент п р еоб разован и я волны Ню в волны Нц,
Ец. П ри этом происходит распространение смеш анной
волны, представляю щ ей линейную комбинацию волн Ни
и Ец.
К оэффициент п реобразован ия волны Ню в Hmn- или
Е тп-волны при изломе оси на угол А0 определяется из
вы р аж ен и я [6 3 ]: Вц = РцАв, где коэффициенты Рц д а ­
ны в [63].
П ри повороте сечений волновода друг относительно
друга на угол А0 д л я случая симметричной скрутки (не
происходит см ещ ения осей волноводов) коэффициент
п реоб разован ия волны Ню в волну с ортогональной по­
ляри зац и ей определяется из вы раж ен и я [63]
S oi= 4A 0(P io-l-P oi)/я®Роь
Круглый волновод. Д л я волны Н и, используемой в
одномодовом круглом волноводе,
У
:
I
, .
д/2 0 .4 2 +
(3.3)
О бъясн яется это тем, что волны Ноп имеют только ази ­
м утальны е токи, которы е в отличие от продольны х токов
пропорциональны Xo/R- Н априм ер, при Хо= 8 мм и R —
= 3 0 мм из (3.3) следует, что потери в медном волноводе
около 1 д Б /к м , т. е. исклю чительно малы.
(3.2)
где R — радиус сечения волновода; цц = 1,84 — первый
корень уравн ен ия / ' i ( x ) = 0 ( / i — ф ункция Б ессел я ).
Р асч ет ап по ф орм уле (3.2) п оказы вает, что потери вол­
ны Нц в круглом волноводе сравним ы с потерями вол ­
ны Ню в прямоугольном волноводе такого ж е попереч­
ного сечения. В следствие поляризационного вы рож дения
волна Нц на нерегулярностях одномодового волновода
легко преобразуется в волну с ортогональной п о л яр и за­
цией. П оэтом у в тех случаях, когда необходимо пере­
д ав ать волну с линейной поляризацией, предпочтителен
одномодовый прямоугольны й волновод. О днако д л я ряда
применений (например, в прецизионных аттеню аторах и
ф азо в р ащ ател я х на эф ф екте Ф ар ад ея) поляризационное
вы рож дение яв л яется необходимым условием работы
устройств. В этом случае ш ирокое применение находит
круглы й волновод с волной Нц.
П ри Ko<2nvoiR (voi = 2 ,4 — первый корень уравн ен ия
/ о ( х ) = 0 ) круглы й волновод становится многомодовым.
96
В технике М М волн ш ирокое применение наш ли
круглы е волноводы, работаю щ ие на волне Hoi [64, 66].
Это обусловлено уникальны м свойством волны Hoi —
уменьш ением затухан и я при увеличении частоты:
Pц = [/C® 0-(^ilI//?)^]^/^
а„ = ( . . с . М
Коэффициенты преобразования волны Нц в волны высших
типов по аналогии с прямоугольным волноводом могут быть рас­
считаны по формулам [63]. Следует отметить, что на симметрич­
ных нерегулярностях происходит цреобразованне волны Нц в волны высших типов, имеющие одинаковый с волной Нц азимуталь­
ный индекс т, в случае же сдвига нлн изгиба оси волновода —
в волны с индексами т = 0 н т = 2 . На эллиптических неоднород­
ностях происходит преобразование в волны с индексом т = 3 н,
кроме того, деполяризация основной волны, вследствие чего по­
является волна Ни с поляризацией, ортогональной первичной вол­
не Ни [64].
Однако практическая реализация столь малых потерь, как по­
казано в [64, 66], является трудной задачей. Это связано с пре­
образованием волны Но1 на изгибах н изломах оси волновода
в волну Ец, а также в волны Нц н Нц и, кроме того, на симмет­
ричных нерегулярностях — в волну Ног- Эффекты преобразования
значительно уменьшаются прн нанесении на внутреннюю поверх­
ность волновода тонкой диэлектрической пленки н при нопользовании кольцевых или спиральных канавок в стенках волновода,
благодаря которым снимается вырождение волн Hoi и Ец, и вно­
сятся значительные дополнительные потерн для волн всех типов,
кроме Hon.
к
М акси м ал ьн ая мощ ность, п ер ед аваем ая по полому
м еталлическом у волноводу, ограничена электрическим
пробоем [67]. В одномодовом прямоугольном волноводе
при пробивном напряж ении 3-10® В /м д л я волны Ню
/^проб (кВт) = 600 аЬ [1 - (Я„/2а)®1'/2 ,
(3.4)
где а и 6 вы раж ен ы в сантим етрах. Д л я волноводов
с сечениями, указанны м и в табл. 3.1, Рцроб составляет
100, 30 и 5,5 кВ т соответственно,
7— 3188
97
В круглом волноводе
(3.5)
д ля волны Ни и
(в.6)
д л я волны Но|.
Из (3.4)— (3.6) видно, что Р п р о б пропорционально площади
поперечного сечения волновода. Поэтому по многомодовому вол­
новоду по сравнению с одномодовым передается большая мощ­
ность. Однако при наличии существенных нерегулярностей в много­
модовом волноводе возможны резонансы волн высших типов. В этом
случае электрический пробой может наступить при значительно
меньших, чем расчетные, мощностях.
3.3. Полые металлодиэлектрические волноводы
В коротковолновой части ММ и С БМ д иапазонах
полые м еталлические волноводы имеют ряд сущ ествен­
ных недостатков. В одномодовых волноводах резко воз­
р астаю т потери, ум еньш ается м акси м альн ая п ер ед ав ае­
м ая мощ ность и сущ ественно возрастаю т требования
к допускам на точность изготовления волноводов, стыков
и элементов тр ак та. В многомодовых волноводах при
м алы х тепловых потерях рабочей волны возрастаю т по­
тери, обусловленны е преобразованием в волны высших
типов, и при отсутствии их эф ф ективного подавления
возм ож но возникновение резонансны х явлений, огран и ­
чиваю щ их полосу рабочих частот [64].
В многомодовых волноводах необходимо создавать условия,
при которых волны высших типов имеют значительно большее, чем
основная волна, затухание, например делать модифицированные
стенки.
Модифицированные волноводы для волны Hoi. Д л я
сниж ения влияния нерегулярностей на распространение
волны Но1 в круглом волноводе на его внутреннюю
стенку наносят диэлектрическую пленку либо вы полня­
ют его в виде н аб о ра колец с диэлектрическим и пром е­
ж уткам и (кольцевой волновод) или в виде спирали с
периодом р< А о . Д и эл ектри ч еская пленка в круглом вол­
новоде, с одной стороны, позволяет снять вы рож дение
волн Но1 и Ell, в результате чего резко сниж аю тся поте­
ри и з-за п реобразован ия волны Hoi в Ни н а изгибах,
излом ах и смещ ениях оси волновода, а с другой — вне­
сение пленки толщ иной б<САо приводит для волн Ноп
98
К значительно меньшим Д ополнительном потерям Аоо„,
чем д л я волн Н т„ (А ан) и Е „ „ (А ое ) .
Н али чие пленки приводит к изменению ф азовой по­
стоянной волны Е |1 на A P ii= P ii5 (e — 1)/е /? .
Д л я волны Но1 изменение ф азовой постоянной про­
порционально (б/^)® , т. е. A PofC A Pii. П ричиной такого
слабого влияния тонкой пленки на потери и ф азовы е
скорости волн Ноп является м ал ая напряж енность эл ек­
трического поля этих волн вблизи стенок при больших
значениях KoR.
И зб и рательное воздействие поперечных щ елей в коль­
цевом и спиральном волноводах (отсутствие излучения
волн Ноп и излучение через щели волн высших типов)
связан о с тем, что все волны, кром е волн Ноп, имеют
в стенках продольны е токи *, пересекаю щ ие щ ели.
Круглый волновод с толстой диэлектрической плен­
кой (металлодиэлектрический волновод). Если пленка
толстая, т. е. условие б < б о не вы полняется, то дополни­
тельны е потери (при /С о ^ > 1 ) для волн Н„ш и Е„,п опре­
деляю тся из вы раж ен и я [68]:
А%„ -
+ ‘^н)'
где
1
sin2ic„3 (е— I), 1/2
2 x „ S (e -l)'/2
'
1/2
{ (s — 1)'^^ [1 - ] -c o s 2 « :„ 8 ( s - 1 ) ' ' ^ 1 }“ ‘ .
+ " а'/^ ( е - 1)'/^
( 3 .7 )
.
[2 a ,8 s'/"/(s 3/2
+
3 /2 ( e - 1) 1/2
1)'^^ 1
,
2-esin2/c„S(c-l)'/^
^+
2e/c.S ( e - T / T ^
{(s — 1)'^" [1 —
c o s 2 k „S
,
1/2,. ,
( s — 1)'^^]}
(3.8)
ao = n e '/2 t g 6/xo — затухани е плоской волны.
* Токи в стенках j = [ n X Н], где п — нормаль к стенке. Волна Hoi
не имеет компоненты поля
и, следовательно, ком.поненты то­
ка jz.
7«
99
П ри т ф О Э н = 1 соответствует волнам По™,, а Э е =
= 0 — волнам Ноп; условие Э н = 0 соответствует Еот
волнам, а Э е = 1 — Еоп волнам.
Видно, что потери при достаточно высоких частотах
(или больших KoR) могут быть значительно меньшими,
чем в волноводе без пленки. О днако при Коб(е—
^ n n f 2 (и — целое число) этот эф ф ект исчезает.
//////.
В волноводах, представленны х на рис. 3.1,в, и г, р ас­
пространяю тся LE- и L H -волны (продольны е электри че­
ские и магнитные волны ), омические потери которых
+ g \ if[of^[2K\b.
(3.9)
где
( 1
о
'/////////////
о
при n = 0,
п р и « :^ 0;
g ^ — jnm.j2a, g „ ^ = . m l 2 b , m ^ 0 — поперечные волновые
числа.
В волноводах, показанны х на рис. 3.1,а и б, омиче­
ские потери:
a Em n=g^inKi//coa-t-a® „2<2//c® o6,
(3.10)
г)
РИС. 3.1. Металлодиэлектрические волноводы
В прямоугольном м еталлодиэлектрическом волново­
де поперечные разм еры больше, чем дли н а волны, и
стенки частично или полностью покрыты диэлектриком
[68, 70]. Конструкции таких волноводов представлены
на рис. 3.1. Отметим, что волновод, представленны й на
рис. 3.1,а, был создан Е. А. Кулеш овы м с сотруд н ика­
ми [71].
В металлодиэлектрических волноводах при Ко0 3>1 и Ко&3>1
поля волн низших типов (парциальные плоские волны, формирую­
щие волны низших типов, падают на стенки волновода под очень
малыми углами скольжения 0) экранируются' диэлектрической
пленкой. Это позволяет уменьшить омические потери. Анализ, про­
веденный в [69, 70), показал, что при толщине диэлектрической
пленки (рис. 3.1,8 и г) б = А о (2 « + 1 )/4 (е '— 1)'/® омические потери
для волн низших типов могут быть существенно уменьшены по
сравнению с потерями в обычных прямоугольных волно'водах тех
же размеров. Для волноводов, показанных на рис. 3.1,а и б, оми­
ческие потери волны низшего типа при К о8>1 и к о б > 1 малы, что
обусловлено увеличением коэффициента отражения парциальных
волн от свруктуры диэлектрик — металл при малых 0.
Все волноводы, представленны е на рис. 3.1, об ладаю т
свойством сам оф ильтрации, так к ак волны высших типов
имеют значительно больш ие омические потери, чем вол ­
на низш его типа.
100
a»m„=g^mK2//c®oa-t-a®„Ki//c®ob.
Ясно, что потери в металлодиэлектрических волноводах умень­
шаются при увеличении их размеров. Для волновода, две стенки
которого покрыты диэлектриком (рис. 3.1,в), диэлектрические по­
тери пропорциональны Я®о. а омические потери — о
. Расчет по
формулам (3.9) и (3.10) показывает, что при а = Ь « (5--10)Ло,
)е -б = 10“ ’— Ю”"* и 7о = 2—3 мм омпчсскпс потери волны КНц со­
ставляют менее 0,1 дБ/м. При использовании пленки из полиэти­
лена (6 = 0 ,5 5 мм, t g 6 = 4 1 0 “ \ 0 = 2 3 мм, 6 = 1 0 мм и Яо=2 мм)
расчетные потери а>''и=0,014 дБ/м. Измеренное значение аЕцр=
= 0,03 дБ /м [70].
В озбуж дение волн высших типов на нерегулярно­
стях прямоугольны х м еталлодиэлектрических волново­
дов рассм отрено в [70]. Н а изломе (изгибе) оси волно­
вода в Е-плоскости возбуж даю тся волны LHmi и LEmi
{т — четны е), а на изгибе в Н -плоскости — волны ЬН щ
и L E ,„ (и-четны е). С ум м арны е потери на п р ео б р азо ва­
ние при угле излом а 0 составляю т
L e = ( я ® - 6 ) (/Coa)20W
, А н= (я®—6 ) (/CqA) W n ® .
Р асчеты по ф орм улам (3.24), приведенным в [70],
показы ваю т, что около 99 % потерь вы звано преобразо­
ванием волны основного типа в волны L H 21 (изгиб в Еплоскостн) и L H |2 (изгиб в Н -плоскостп).
101
П отери на п реобразован ие на изгибе оси с рад и у­
сом R:
1 ^ 1 2 = (tCoa)*(alR)^/2,7n^ (изгиб в Е -п л оскости ),
£ н ,2= (коЬ)*(а//?)7/2,7я7 (изгиб в Н -п лоскости ).
П отери на возбуж дение паразитны х волн на других
нерегулярностях могут быть рассчитаны с помощью
(3.7), если воспользоваться приведенными в [70] в ы р а­
ж ениям и д л я компонентов поля в м еталлоди электри че­
ском волноводе.
Прямоугольные металлодиэлектрические волноводы позволяют
работать с линейно-поляризованной волной, плоскость поляризации
которой перпендикулярна широкой стенке. Это дает определенные
преимущества при разработке измерительных устройств на базе
такого волновода.
В работе [72] предлож ен гибкий м еталлоди электри ­
ческий волновод (рис. 3.2), который содерж ит две л ен ­
ты из ф ольгироваиного д и эл ек­
трика, соединенные по краям
продольны ми ш вами. П ри зап о л ­
нении пром еж утка м еж ду л е н та ­
ми газом (избыточное давлен ие
0,1— 0,3 атм ) образуется круглый
или чечевицообразны й м етал л о ­
диэлектрический волновод с д ву­
мя продольны ми щ елям и в о б л а ­
сти швов. В зависимости от то л ­
РИС. 3.2. Газонаполнен­
щины диэлектрической
пленки
ный
металлодиэлектрнтакой волновод явл яется ан ал о ­
ческий волновод
гом обычного круглого или э л ­
липтического
м етал л оди эл ек'
трического волновода. Д л я работы на ^ волне Ню
глубину продольны х щ елей д елаю т равной нечетному
числу четвертей длины волны. В этом случае [73] поте­
ри на излучение волны Hoi достаточно малы . П ри р ас­
пространении волн высших типов такие щели о сл аб л я ­
ют волны, имею щие ази м утальн ы е токи. Основным д о­
стоинством таких волноводов явл яется их м а л а я м асса.
3.4. Д иэлектрические волноводы
В д иапазоне М М длин волн ш ирокое распростран е­
ние в качестве линий передачи электром агнитной энер102
ГИИ получили диэлектрические волноводы
ные свойства Д В
[65, 74].
подробно
описаны
в
(Д В ). О снов­
ряде работ
.
.
.
Д В являются открытыми линиями поверхностной волны. Фазо­
вая С К О РО С Т Ь в волн в них всегда меньше скорости распространеГя
L h р. . о к р у ..ю т е й ДВ
/ “ Г ™ ' Л
электромагнитные поля существуют как внутри Д**- ^ак и во
внешней среде. Прн уменьшении степени замедления
кон­
центрация энергии внутри Д В уменьшается и Распространяющиеся
по Д В волны оказываются слабо связанными с ДВ. В этом случае
распространение волн сопровождается значительным излучением
их в окружающее пространство из небольших искривленных уча­
стков и других нерегулярностей ДВ.
В отличие от м еталлических волноводов поперечное
ам плитудное распределение составляю щ их электр о м аг­
нитного поля волн в Д В сущ ественно зависит от ч а ­
стоты, т а к к ак ее изменение приводит к перерасп ределе­
нию переносимой энергии (а следовательно, и ам пли ту­
ды п о л я ), м еж ду Д В и окруж аю щ ей его средой.
Р ассм отрим основные
свойства Д В различны х ^
поперечных сечений.
К руглы й Д В . М етод
определения дисперсионных свойств круглого Д В
хорошо
известен
[74]^.
В
случае
аксиальной
симметрии ( т = 0 ) в круг­
лом Д В возм ож но сущ е­
ствование волн Еоп и Ноп.
П ри отсутствии ак си ал ь ­
ной симметрии
(тфО)
РИС.
3.3.
Замедление
волны
имеются гибридны е вол ­ Н Е,1 круглого диэлектрического
волновода в завнснмости от при­
ны HEmn, EHmn- И ндексы
п и т означаю т число в а ­ веденного диаметра
риаций поля в радиальном
и угловом направлениях.
Н улевую критическую частоту из двух гибридных
волн с наименьш ими индексам и Н Е п и ЕНю имеет толь­
ко волна Н Е п , которая обычно используется на п р ак­
тике Н а рис 3.3 приведены зависимости приведенного
зам ед лени я |= ( р - Р о ) / / С о ( е , - 1 ) ‘^" волнь! Н Е ,, от при­
веденного
д иам етра
волновода
а — 2A (ei -1) /Л-о.
Ш триховой линией отмечено значение dnp, соответстеую щее возбуж дению ближ айш их волн высших типов Ьщ и
Н о1 (4 р = 0,765). В олна Е Н ,2 имеет г/кр==1.22.
103
Д иэлектрические потери на линейном участке обычно
определяю т через потери однородной плоской волны в
безграничном диэлектри ке с помощью безразм ерны х
структурны х коэфф ициентов затухан и я [74].
Тепловы е потери в Д В растут пропорционально f,
в то врем я к ак потери на проводимость в стенках стан ­
дартн ы х металлических волноводов пропорциональны
П оэтом у при увеличении частоты Д В имеет явное
преимущ ество по сравнению с одномодовым м етал л и ­
ческим волноводом.
Суммарные потери в ДВ существенно зависят от степени за ­
медления фазовой скорости волны. При малом замедлении основ­
ная доля энергии волны переносится в окружающей ДВ среде
и относительный вклад тепловых потерь в материале ДВ мал.
Однако при этом растут потери на излучение с неоднородностей
ДВ, которые ограничивают предел получения малых затуханий при
уменьшении поперечных размеров ДВ.
Н а изогнутом участке Д В часть мощности и зл уча­
ется в окруж аю щ ую среду. П ри этом происходит изм е­
нение модового состава н ап равляем ы х волн и их ф азо ­
вой скорости. П отери на излучение различны х типов
волн на единице длины изгиба радиуса R круглого Д В
определяю тся вы раж ением
РИС. 3.4. Потери на излучение
волны НЕ ц круглого диэлектри­
ческого волновода при различ­
ных относительных радиусах из­
гиба в зависимости от степени
замедления
П рям оугольны й
Д В.
В настоящ ее врем я наиболее
ш ирокое применение наш ли
прямоугольны е
д и эл ектри ­
ческие волноводы (П Д В ),
парам етры которы х приве­
дены в табл. 3.2.
В ПДВ отсутствуют чисто Н- или Е-волны, так как распростра­
няющиеся типы волн, строго говоря, имеют шесть компоиеитов
электрического и магнитного полей. Для обозначения типов^ воли
используется тот факт, что при а/6->-оо или а/Ь->-0 и малой дли­
не волны вектор
иапряжеииости
поперечного электрического
поля параллелен одной из стенок волновода. Волны обозначаются
E''mn, если вектор напряженности электрического поля параллелен
оси у (стороне Ь волновода) и соответственно Е ^т п, если вектор
напряженности электрического поля параллелен оси х.
Т аблица
3.2. П о т ер а в П Д В
2а
Сп
v^R'I^
Kn-г{S^R) К„+, (g<^R)
Тип волновода
X, мм
а Х Ь , мм
а , дБ /м
1 2 -1 8
6 -1 2
5 ,6 —8
3 ,8 - 5 ,6
1 0 ,0 X 5 ,0
6 ,7 X 3 ,3 5
4 ,7 X 2 ,3 5
3 ,2 X 1 ,6
0 ,3 —0 ,7
0 .6 — 1,2
0 ,9 - 2 ,0
1,0— 2 ,0
где
2 при « = 0 ,
|5^
1 при
е, и gj — диэлектрические проницаемости Д В и окруж аю ­
щей среды; К„ — функции М акдональда.
П ри одном и том ж е относительном зам едлении р/Ро
потери на изгибе 90° (рис. 3.4) быстро растут по мере
уменьш ения отнош ения RlX.
М акси м альн ая п еред аваем ая мощ ность определяется
диэлектрическим и потерями ид и теплопроводностью м а­
тер и ал а волновода [74].
Основным недостатком круглого ДВ является поляризационное
вырождение направляемых воли. Этот недостаток устраняется
в волноводах прямоугольного нлн эллиптического сечения с отно­
шением ajb, примерно равным двум,
104
ПДВ-12
ПДВ-10
ПДВ-6
ПДВ-4
Точный ан ал и з дисперсионных свойств П Д В с учетом
полей в углах волновода возмож ен лиш ь с помощью
численных методов. Д л я инж енерных расчетов вполне
пригодны приближ енны е формулы, полученные в [75].
В этом случае д л я П Д В разм ерам и 2 аХ 2 Ь поперечные
волновы е числа внутри g'x,y и вне П Д В g<^x,y связаны
м еж ду собой соотнош ениями:
g \ a = : { g \ a ) t g g ‘x a .
Е*',„„-волны,
(3.11)
105
^T g%b ^{ g ^y b )i g g^ yb .
Е'^nvt-волны,
8 ^ у- \ гё \ = (®1 ~
f= .K \B ^ -g '^ -g '^ .
Приближенные выражения (3.11) для конечных отношений alb
(рис £ ) нТи малых 'замедлениях
т^”Г е Г я как
ирния коитичсских чэстот для воли Е 11 и Е 11» в
/,4.
Т "л“
» р/«,-1 д-я ДЮ6.Г. «'-“ f
волновода (Д П В ) [76]. П ринципиальной особенностью
всех конструкций Д П В (рис. 3.6) явл яется наличие вол­
новедущ ей полоски или пленки с более высокой, чем
у окруж аю щ ей среды , диэлектрической проницаемостью
( e i > 83> e 2). В качестве подлож ки м ож ет быть исполь­
зован а д иэлектри ческая или м еталлическая пластина.
Геометрические разм еры полоски, обеспечиваю щ ие ре­
жим работы на волне
или РАп, обратно пропорцио-
к ? г
к нулевой критической частоте волн Е -„ и Е»,!. При 1(Р/Ко)
_ п / ( е _ 1 ) > 0 , 5 различие в результатах расчета но точным
приближенным методам не превышает нескольких процентов.
НИС. 3.5. Замедление волны Ец в зависнмоста от формата
сечения и приведенных размеров П ДВ (ei=2»5; ег I)
П оворот сечения П Д В на скрученном участке во­
круг оси приводит к тому, что н ап равляем ы е волны
с ортогональны ми поляризациям и оказы ваю тся св яза н ­
ными друг с другом. П ри этом происходит обмен энер­
гией м еж ду различны ми типами волн. Это п р и в о .^ т к
дополнительны м потерям на скрученном участке П Д В .
К роме того, со скрутки имеется т ак ж е парази тн ое и злу­
чение энергии. О днако потери на излучение значительно
меньше потерь на преобразован ие в п арази тн ы е волны
[ 74], и поэтому их мож но не учитывать.
В заклю чение отметим, что на основе Д В могут быть
созданы элементы измерительны х трактов, п арам етры и
конструктивные
особенности
которых
описаны
в
’§ '4.2— 4.4.
Диэлектрические полосковые волноводы. С оврем ен­
ные проблем ы миниатю ризации, надеж ности, повы ш е­
ния механической прочности и интегрального исполне­
ния устройств коротковолновой части ММ д и ап азон а мо­
гут быть успеш но решены при использовании в качестве
канализирую щ его тр ак та диэлектрического полоскового
106
РИС. 3.6. Поперечные сечения диэлектрических полосковых
волноводов с приподнятой (а), внедренной (б) и гребенчатой
полосками (в), с полоской между двумя подложками (г), с
приподнятой полоской и промежуточным слоем (<3), с инвер­
тированной полоской (е) н с инвертированной полоской^ и
плоским волноведушим слоем (ж ), с инвертированной и
внедренной полоской (з)
нальны корню квадратн ом у из разности диэлектрических
проницаемостей полоски и подлож ки. Это п озволяет уве­
личить поперечные разм еры полоски по сравнению с р а з ­
мерам и одномодового м еталлического волновода, что
упрощ ает технологию изготовления пассивных и зм ери­
тельных устройств на основе Д П В в коротковолновой
части М М д и ап азон а [76].
В Д П В с металлической подлож кой [77, 78] ф азо ­
вые скорости волн Е’=11 и Еуц значительно отличаю тся
друг от друга, а волны высших типов возникаю т при
значительны х зам едлени ях фазовой скорости волны
107
E^ii. Это п озволяет осущ ествить одномодовый реж им р а ­
боты в более широкой, чем у одномодового м еталличе­
ского волновода и Д П В с диэлектрической подложкой,
полосе рабочих частот.
ДПВ с полоской в виде гребня (рис. 3.6,в) и инвертированной
полоской (рис. 3.6,е, ж) конструктивно сложны. Кроме того, су­
ществует опасность возникновения в них воли паразитных типов.
В конструкции ДП В с полоской между двумя подложками
(рис. 3.6,г) невозможно разместить регулирующие элементы нз
верхней поверхности полоски. Это ограничивает применение таких
ДПВ в измерительных устройствах.
П ри использовании мeтaлJ^ичecкoй подлож ки вместо
диэлектрической в Д П В с полоской, закрепленной на
тонком диэлектрическом слое (рис. 3.6,6), удается
уменьш ить омические потери в м еталлической подлож ке
и одновременно сохранить одномодовый реж им работы
в достаточно ш ирокой полосе рабочих частот. В следст­
вие этого такие Д П В наш ли ш ирокое применение в
приемопередаю щ их устройствах д ля диап азон а частот
75— 150 ГГц.
Д П В с закрепленной на поверхности или внедрен­
ной в подлож ку полоской (рис. 3.6,а, б) конструктивно
и технологически более просты и позволяю т легко р а з ­
местить регулирую щ ие элементы на верхней поверхности
полоски. И менно поэтому данны е Д П В удобно прим е­
нять в качестве канализирую щ их трактов д ля пассивных
и активных устройств коротковолновой части ММ д и а­
п азона [76].
Точный ан али з дисперсионных свойств Д П В за т р у д ­
нен ввиду несимметричного диэлектрического окр у ж е­
ния полоски и необходимости учета полей в углах по­
лоски. П оэтому наиболее ш ирокое распространение для
расчета постоянных распространения волн в Д П В
(рис. 3.6,а) получил приближ енны й метод M a rc a tili [75],
согласно которому поперечные волновы е числа волн
определяю т из вы раж ений:
g*^ z = ( t m j a ) [1 - f 2s,,
(3.12)
-У(А,АгА,)УЬ]-\
H a рис. 3.7 представлены граф ики зависимости
нормированной
постоянной
распространения
р
=Г(В '^’г'/7сз)"— l ] / ( e i 3— 1) от приведенной высоты по­
лоски В = 2Ь (8.3 - 1 ) ‘^"Ао в Д П В с однородным диэл^ектрическим окруж ением и соотношением сторон а / о I.
Сплош ные линии на этом рисунке соответствую т реш е­
ниям трансцендентны х уравнений, полученных в [/Р В
ш триховые — реш ениям
приближ енны х
вы раж ении
(3 12) а ш трихпунктирная линия получена из точных
расчетов Г оела [75]. Видно, что при 813< 1,1 волны
практически вы рож дены К ривы е д ля волн Е^'з! и
тп
пересекаю тся друг
с другом, что не имеет
места в металлическом
волноводе. Этот эф ф ект
обусловлен тем, ото р ас­
пределения полей
волн
по поперечному сечению
П Д В зави сят от частоты.
П оэтом у вблизи частоты
РИС. 3.7. Постоянные распростраотсечки у волны Е^^ю по
нения для некоторых мод в ДПВ
с однородным
диэлектрическим
сравнению с волной Ег'з.
окружением
больш ая часть
энергии
сосредоточена внутри полотки И вследствие этого волна Е ^ „ имеет больш ее за^
медление. В дали от частоты отсечки, наоборот поле
волны Ег'з! в больш ей степени сосредоточено внутри по­
и с к и и поэтому волна Е^зь так же к ак и в м еталличе­
ских волноводах, об л ад ает больш ей, чем волна Ь ю, фа
зовой постоянной.
Сравнение результатов расчета по методу Гоела Пб] и при­
ближенным вьтражениям (3.12) показывает, что при р > 0 ,5 рас­
хождение нормированных постоянных не превышает нескольких
процентов. При малых значениях р* точность приближенного мето­
да падает так как сказывается конечное значение полей в углах
полоски. Это приводит к наличию конечных, а не нулевых значе­
ний критических частот для волн Е*ц и Е^м.
В ы рож дение волн E*mn и E V n снимается при увели ­
чении разности диэлектрических проницаемостей полос­
к и и подлож ки, а так ж е отнош ения сторон сечения поЛОСКИ.
^ = (ttVKfa) [I ~\-2A2!’’4i \ *,
g % , = (mtfb) [1 + ( 82И г + езИ , У
~
где Л. = Ао/2 (е 1— eO ‘^2, t = 2, 3, e,i=ei/e.-,
108
=
с
е
я
.
П оляризационное разделение волн Ь'^ll и г а У ц п о ф а ­
зовым скоростям возм ож но при использовании м етал л и ­
ческой подлож ки. О днако при этом увеличиваю тся сум­
м арны е потери в Д П В и з-за омических потерь в под109
лож ке. Компромиссным реш ением этой проблемы я в л я ­
ется применение Д П В с тонким промеж уточным слоем
м еж ду полоской и м еталлической подлож кой. В этом
случае удается осущ ествить поляризационное разделение
волн Е+1 и Е»п и одновременно значительно уменьш ить
омические потери в подлож ке.
Анализ диоперсиоиных свойств такого ДП В осуществляется
с помощью приближенного метода [77], причем влияние среды про­
межуточного слоя между полоской и подложкой учитывается вве­
дением эффективной диэлектрической проницаемости. Распределе­
ние полей волн Е*'^по поперечному сечению полоски описывается
синусоидальными функциями, а промежуточного слоя — гипербо­
лическими функциями. Вне полоски поля описываются экспонен­
циально убывающими функциями.
Н а рис. 3.8 показаны дисперсионны е кривые д ля Д П В
с полоской из окиси алю миния и промеж уточным слоем
из полиэтилена. Хорошо вид­
но, что в случае достаточно
тонких промеж уточных слоев
/ /6 ^ 0 ,0 5 влияние пром еж уточ­
ного слоя велико. Причем при
увеличении
отнош ения
tjb
происходит уменьш ение поло­
сы рабочих частот. О п ти м ал ь­
ные характери сти ки по широкополосности при м и н им аль­
ном изменении длины волны
в Д П В можно получить при
РИС. 3.8.
Дисперсион­
0 ,0 5 ^ ( /6 < 0 ,1 5 .
ные кривые ДП В с изо­
П олоса
рабочих
частот
лированной
полоской:
Д П В с м еталлической под­
а /6 = 1 ;
81 = 9,8;
ег=
= 2,25
лож кой при ( = 0 зависит от
значения отнош ения a f b и
диэлектрической проницаемости полоски [7 9 ]. В ерх­
ний предел рабочих частот д л я волны Е^и при большом
значении отнош ения a f b ограничен возмож ностью воз­
буж дения волны ближ айш его высшего типа Е^гь При
малом значении отнош ения а /Ь ближ айш ей волной выс­
шего типа явл яется Е+г. В Д П В с отношением a j b — 2
верхний предел рабочих частот ограничен одноврем ен­
ным возбуж дением волн Е^^г! и E*i2, а нижний — ростом
потерь при уменьш ении степени зам едления. По сравн е­
нию с прямоугольны м Д В в Д П В с м еталлической под­
лож кой возмож но р азреж ен и е спектра волн высших ти­
110
пов, что позволяет при а / 6 = 2 в 2,5 р а за расш ирить
полосу рабочих частот.
Н а рис. 3.9 показаны дисперсионные кривые д л я Д 11В
с инвертированной полоской ( а X А= 0 ,6 5 x 0 ,3 2 см , 62
= 2 55), промеж уточным слоем толщ иной / = 0 , 5 см и
е ,= 2 ,6 2
на
металлической
подлож ке (рис. 3.6 ,ж ). В ид­
но, что основной тип волны
ЕУи имеет нулевую критиче­
скую частоту.
25 к о ,смРИС 3.9. Дисперсионные
кривые Д П В с инверти­
рованной полоской
РИС. 3.10. Дисперсионные
кривые для ДП В с инвер­
тированной
полоской
и
плоским
волиоведущим
слоем
Д исперсионны е
кривые
инвертированного
ДПВ
(аХ А = 6,5Х З,2 мм®, ei = 2,62, 62—2 ,55, ез— 2,5, / ^
= 5,0 мм)
с внедренной
в п одлож ку
полоской
(оис 3 6 ,з) показаны на рис. 3.10.
Р асп ределен и е полей и зам едление волн гребенча_
того Д П В (рис. 3.6,в) при / / 6 < 0 ,1 аналогичны Д П В
с изолированной полоской (рис. 3.6,6). При ^ / * < 1 ^
бенчатый Д П В подобен двум связанны м прямоугольным
диэлектрическим волноводам.
Затухание волн Е*;" во всех типах Д П В вследствие
диэлектрических потерь по аналогии с Д В оп ределя­
ется через б езразм ерн ы е структурны е коэффициенты з а ­
тухания [74].
В ДПВ на металлической подложке
’'^^„"еЕких
терь появляетк;я дополнительное затухание
пптроь в подложке. Уменьшить омические потери в подложке мож
но используя полоски оптимальной формы нли выбирая в качестае
оабочей волны одну из волн высших типов, у которой не имеется
на поверхности подложки поперечных тангенциальных составляю
щих компонент магнитного поля. Это приводит к многомодовому
режиму работы ДП В, что нежелательно для многих практических
применений. Оптимальным решением является применение тонкого
изолирующего слоя меж ду полоской и подложкой с малыми зна­
чениями t g 6 и диэлектрической проницаемости ej (рис. 3.6,0).
О мические потери обычно определяю т по ф орм уле
а = 8 , 68R s K mI
[R s — поверхностное сопротивление ме­
т а л л а подлож ки; lV = (p o p /e o 8, ) — волновое с о п ^ т и в ление внешней диэлектрической среды ; /(„ — коэф ф ици­
ент зату х ан и я в п о дл ож ке). Зн ачение Км, подобно струк­
турным коэф фициентам затухан и я, зави си т от разм еров,
диэлектрической проницаемости и вида волны в полоске.
Н а рис. 3.11 п о казан а зависим ость Км от формы и
разм еров полоски [79] д л я Д П В с металлической под­
лож кой. Видно, что при одинаковы х поперечных разм еаС, дБ/см
0,3]0,2
0,1
0,05
'-X
0,03
0,02
0,01
0
1,5
2,0
2,5
Л
РИС. 3.11. Омические
потери в ДПВ;
___________ в о л н а
E l,
Ь+ +
волна
Н Ен,
а = 2Ь;
— ■— в о л н а Н Е п , а ~ 2 Ь
РИС. 3.12. Диэлектрические и
омические потери в ДП В с при­
поднятой полоской и промежуточ­
ным слоем:
tg 6 = 1 0 ~ ‘ ; а /6 = 1
р ах { а Х2 Ь) наибольш ее Км имеет Д П В ,' у которого
2 6 » а П ри увеличении е полоски наблю дается рост ДмП оэтом у д л я уменьш ения Дм целесообразно принять в
Д П В полоски, имею шие а >2 Ь.
Н а оис 3.12 показаны кривые, характеризую щ ие ди ­
электрические (кривая 1) и омические (кри вая 2) потепи в Д П В с изолированной полоской из окиси алюмини_я
/
0 8 ) и промеж уточным слоем из полиэтилена (ег
= 2 25) Видно, что при укорочении длины волны проис­
ходит уменьш ение омических потерь,
^ “1
иентпацией энергии волны внутри полоски. Н аличие
Промежуточного слоя сущ ественно сниж ает омические
потери в подлож ке.
112
П отери (в неперах на едйнИЦу длины ) на изгибе
в 90° ради уса R д л я волны Е*ц в Д П В (рис. 3.6,6) при­
ближ енно определяю тся вы раж ением
a .R = .s,A i-
ехр { - (7?„/3) [1 -
+
где Д„ = 2я®Д'РхМ'з; Лз = Ы 2 (е1- е з ) ' Х ез, = ез/е,.
П ри расчете потерь для
волны Е/'п необходимо принять ез1= 1, за исключением
-г
тех случаев, когда ез1 вы чита­
ется из единицы.
П ри зад ан н ы х
разм ер ах
полоски и радиусе изгиба R
затухани е волны Е*ц много
больш е, чем волны Е^/ц.
П ри увеличении
д иэлек­
трической проницаемости по­
лоски сущ ественно ум еньш а­
ются допустим ы е радиусы и з­
гиба. Это хорош о видно из
рис. 3.13, где приведены кри ­
t 1,25 1,5 1,75 2,0 2,25
вые потерь, рассчитанны е для
Д П В с промеж уточным слоем
РИС. 3.13. Потери волны
(62= 2,25; //6 = 0,1) на м етал ­ Е»!! на изгибе Д П В с при­
лической подлож ке (б1= 9 ,8 , поднятой полоской и про­
а/6=1).
межуточным слоем
В заклю чение отметим, что
Д П В с диэлектрической подлож кой могут наити ш иро­
кое применение в ш ирокополосных изм ерительны х эл е­
ментах коротковолновой части ММ д и апазона, а Д 1Ш
с промеж уточным слоем на м еталлической подлож ке
в качестве волновода д л я микросхем того ж е д иапазона.
3.5. Методы измерения основных характеристик линий
поверхностной волны
Линии поверхностной волиы, к числу которых относятся ДВ
и ЛПВ являются иеэкранированными линиями передачи. Поэтому
в сечении Д В или ДП В, где проводятся измерения тех или иных
характеристик, в зависимости от условий возбуждения на измер я ^ о е поле волны в Д В или ДП В могут налагаться поля, вмиикающие вследствие прямого прохождения излучения от возбудите­
ля, а также поля, обусловленные наличием волн подложки и
8— 3188
резон атора, а следовательно,
ностной волны.
рассеянных на дефектах волновода воли. Указанные факторы за ­
трудняют точные измерения распределения амплитуды поля по по­
перечному сечению, степени замедления фазовой скорости волн и
потерь в линиях поверхностной волны.
Р аспределен и е ам плитуд полей направляем ы х волн
в поперечном сечении обычно измеряю т с помощью
магнитного зонда, который содерж ит металлическое
зер к ал о достаточно боль­
ших поперечных разм еров с
тонкой диаф рагм ой в центре
(рис. 3.14). С
помощью
отверстия связи м алого д и а ­
м етра,
располож енного в
д иаф рагм е,
возбуж дается
выходной отрезок
прям о­
РИС. 3.14.
Измерение
рас­
пределения амплитуд поля в
угольного
одномодового
поперечном
сечении
линии
волновода с
детектором.
поверхностной волны с помо­
П ри перемещ ении м агнитно­
щью магнитного зонда:
го зон да в поперечной пло­
I — возбудитель; 2 — линия поверхностной волны;
магнитный зонд;
скости
изм еряется расп реде­
4—диафрагм а ; 5—детектор
ление ам плитуд электром аг­
нитных полей в Д В или Д П В . Д л я предотвращ ения в л и я­
ния на п о казан и я зонда п арази тн ого излучения от в озб у­
д ителя длину исследуемой линии вы бираю т достаточно
большой или ж е п роизводят изгиб линии с больш им
радиусом изгиба д л я ослаблен и я падаю щ его на зонд
прямого излучения от возбудителя.
Измерение длины волны в ДВ и ДП В осуществляется разными
методами. Одни нз них заимствованы из техники СВЧ и исполь­
зуют коаксиальные или волноводные зонды, перемещаемые вдоль
осн Д В или ДП В. Можно изменять длину волны и косвенным ме­
тодом, нопользуя различные резонаторы [78].
И зм ерение потерь в линиях поверхностной волны
производят с помощ ью зондовой и резонаторной мето­
дики. Зондовы й метод определения потерь имеет низ­
кую точность, т а к к ак на п оказан и я зонда сущ ественно
влияю т точность его ю стировки и парази тн ы е к о л еб а­
ния, обусловленны е неконтролируемы ми переотраж ениями (м еж ду короткозам ы каю щ ей пластиной, зондом
и возбудителем при измерении на «отраж ение», м еж ду
зондом и возбудителем при измерении на «проход»).
У казанны е недостатки устраняю тся при использовании
резонаторного м етода измерения потерь. В этом случае,
изм еняя длину резон атора вместе с измеряемой лини­
ей, определяю т изменение нагруж енной добротности
114
ь
¥
потери в линии
поверх­
В методе измерения диэлектрических потерь с помощью пере­
движного отражателя определяется изменение амплитуды и фазы
сигнала, отраженного от передвигающегося вдоль оси ДВ или
ДПВ металлического отражателя. Отраженный сигнал суммируется
с сигналом опорного канала, а суммарный сигнал с помощью на­
правленного ответвителя подается на детектор. Потери опредем ются по изменению суммарного сигнала на единице длины. По
измеренному периоду биений определяется длина волны в ДВ или
ДПВ.
В двухзондовом методе измерения потерь (рис. 3.15)
использую тся д ва зонда, закрепленны е неподвижно на
поверхности Д П В
строго
симметрично
относительно
wК1концов. Д л я
исключения
ош ибок измерений, вы зван ­
ных неидентичностью х а р а к ­
теристик детекторов, неточ­
ностью установки зонда и
наличием
переотраж ений
меж ду зондами, производит­
ся измерение потерь при
РИС.
3.15.
Двух.дстекторпрямом и обратном в озб уж ­ ный
метод измерения потерь
дении, осущ ествляем ое пово­ в л и н и и n o B e p . X H O C T H o i i вол­
ротом отрезка Д П В вокруг
ны;
/ —отрезок ДП В;
2—возбудитель;
вертикальной оси на 180°.
9__детектор:
4—поворотный
сто­
П ри этом устраняется ош иб­ лик
ка измерения, вы зван н ая н а ­
личием неконтролируемы х переотраж ений в изм еритель­
ном трак те и невозмож ностью строго симметричной у ста­
новки зондов. О днако возникаю т и дополнительны е
ош ибки измерений, которы е связаны с трудностью со­
блю дения идентичных условий прямого и обратного
возбуж дения отрезка Д П В .
БСЗ
о
3.6. К вазиоптические лучеводы
В коротковолновой части ММ диапазона и в С БМ
диапазоне одним из наиболее перспективных п ередаю ­
щих и изм ерительны х трактов явл яется квазиоптический л у ч ево д * ’ [80]. Л учевод представляет собой сово*> За рубежом употребляется термин beam-waveguide (англ.), бук­
вально означающий «пучковый» волновод.
8*
115
купность ф азовы х корректоров — линз, зеркал или д и а ­
ф рагм , формирую щ их собственную моду лучевода. Эта
мода м ож ет р аспростран яться в лучеводе на больш ие
расстояния с малы ми потерями. Свойства лучеводны х
мод подробно рассмотрены в [80]. П оэтому здесь мы
рассмотрим главны м образом место лучеводов в и зм е­
рительной технике ММ и С Б М диапазонов. П од этим
углом зрения проанализируем свойства лучеводов.
Использование лучеводов для канализации энергии в диапа­
зоне длин волн 2—0,3 мм связано с трудностями применения
в этом диапазоне как одномодовых прямоугольных волноводов,
так и оптических систем, принятых в инфракрасном диапазоне.
Размеры одномодовых волноводов становятся слишком малыми
(например, при Хо=2 мм сечение волновода 1,6 X 0,8 мм"), резко
возрастают потери в них (более 5 = 1 0 дБ/м при Х о < 2 мм) и тре­
бования к точности изготовления волиоводов и их стыковке. Опти­
ческие методы, в свою очередь, тоже малоэффективны, так как для
удовлетворения требованиям геометрической оптики необходимо,
чтобы поперечные размеры формирующих пучки апертур превы­
шали Хо по крайней мере на два порядка. Элементы с такими по­
перечными размерами неудобны даж е в лабораторной практике.
П оэтом у предлож енны е в [80] квазиоптические л у ­
чеводы, поперечные разм еры элементов трак та кото­
рых п орядка 10Я,о, наиболее удобны с точки зрения как
их изготовления, т а к и обеспечения при так и х разм ерах
одномодового реж им а работы . В олна основного типа
лучевода имеет гауссовское распределение н ап р яж е н ­
ности электрического поля
''s
f
^ = 1— ехр 1^—
\
) ехр [ - /
{k „z
/
кг\^
- ср)] ехр ^ - / ^
j ,
где г — расстояние от оси лучевода; rg — парам етр
ширины волнового пучка (полуш ирина пятна на уров­
не 1/е ), R — радиус сферического волнового фронта;
=
+ Z " ). <p= a r c tg 2 ,
7? = 2 ( 1 + 2 - ’), 2 = 2 2 / V
(3.14)
фазовыми
корректорам и
XoL/k [6 (2 —
— 6 )]'^^, где d = LJ2F; Г — фокусное расстояние ф азо в о ­
го корректора.
116
Характеристики квазиоптического пучка могут быть изменены
с помощью фазового корректора с геометрическим фокусным рас­
стоянием F (рис. 3.16); радиус кривизны преобразуется по закону
р —1—>
где Ri и R 2 — радиусы кривизны волнового фрон­
та слева и оправа от фазового корректора. Значения величин rs
и R« могут быть определены с помощью соотношении (З.Ю).
Рассм отрим теп ерь потери основн.рч волны в линзо­
вом квазиоптическом лучеводе. Потери на одну иттерацию (пробег волнового пучка от одного сечения г
до
следующего)
а^, =
где
+
+
Зд есь
тепловые потери в м а­
тери але линз, аот — потери на отраж ение от линз, и н —
потери на парази тн ое излучение основного типа волны
из лучевода, g r — потери на п реобразован ие из-за по­
перечных сдвигов линз, gz — потери из-за продольны х
сдвигов линз, gF — потери из-за изменения фокусного
расстояния линз лучевода. Р ассм отри м каж дую из со­
ставляю щ их потерь. Зн ачение ит м ож ет быть опреде­
лено через tg 6 м атери ал а линз.
Значение апт зависит от коэффициента преломления п линзы,
а также от наличия биений основной волны, вызванных переотражениями от границ линзы. Значение а„ зав-исит от параметра
Френеля N. Имеются соответствующие графики, связывающие
а„ с N (см., например, [62, 811). Так, при Л'=1 а„;+10 —5 X
X 1 0 -’ дБ, при N=^0,5 а „ ^ 5 - 1 0 - 2 - 2 - 1 0 “ ' дБ. Отметим, что потери
на излучение всех волн высших типов превышают потери волны
основного типа более чем в 20 раз, т. е. лучевод обладает сильной
фильтрацией. Так, при N ^ , 3 потери основной волны после д е ­
сяти линз составят около 0,2 дБ, потери наименее излучающейся
паразитной волны 5 дБ.
П отери на преобразован ие [82]
v
a отсчет продольной координаты z ведется от сечения,
где Гв минимально и равно
М еж ду
П осредине меж ду корректорам и ф азовы й фронт
плоский ( R - ^ o o ) , а разм ер волнового пучка м и н им аль­
ный. И м енно в этом сечении целесообразно пом ещ ать
исследуемые диэлектрические образцы (см. гл. 10), а
так ж е делители мощ ности, п реобразователи п о л я р и за­
ции и другие измерительны е элементы.
gr= 2(A r/rs)\ gz=2{Az/L), g p = {A F /F )\
где Ar и A z — см ещ ения ф азового корректора 1Вдоль г
и 2; A F — изменение фокусного расстоян и я.
Для снижения тепловых потерь применяют наиболее прозрач­
ные в ММ и СБМ диапазоне материалы: тетрафторэтилен (фторо­
пласт-4) и полиэтилен, имеюшие tg 6 ^ .(2 —8) • 10“ ' и « = 1 ,4 4 — 1,51.
Наименьшие потери имеет нетермообработанный фторопласт-4,
117
К О Т О Р О Г О вплоть до волн я „ > 0 ,4 мм t g 6 < 3 - 1 0 - * .
ИзготовлеиL ie из этого материала методом прессования линзы имеют на вол
нах А о>0,5 мм потери не более 0,1 дБ.
V
П отери на отраж ен ие Сот могут быть снижены про­
светлением « л и выбором линз такой толщ ины, при ко ­
торой отраж ен ия от обеих границ линзы компенсирую т­
ся О дн ако такие линзы, а следовательно и лучевод из
них
узкополосны .
Ш ирокополосная н еотраж аю щ ая
лин за и лучевод из так и х линз были предлож ены
В. В. Ш евченко [83].
Линзы имеют специальную форму (эллиптический пара_болоид)
наклонены ПО Д УГЛОМ Брюстера к оси лучевода. При
6 0 мм,
м д и усах линз а . Л о мм и а г= 1 8 мм конфокальная линия имела
ппн Ап=1 мм Л1=ьЮ,8. При меньшнх длинах волн размер линз
Г , ^ .ь ш а т ь с » e ' n o „ t b » » р ,с » ы к
"Р»
ПОГЛР 10 лннз составляют для основной волны Too около 1,0 до ,
Г д л я парТнтноТ волны т", - около 5 дБ, потерн
отражеиие
а < 0 03 дБ (прн отклонении угла наклона от угла Брюстер
м ен ^ 5°) Раотределенне поля в поперечном сечении лучевода
S o
к гауссовскому, а rs = 4,5 мм. Этот тракт получил широкое
применение в спектрометрах СБМ диапазона для нсследоваиия д
электрических и магнитных материалов (см. гл. lU).
и
м атер и ал а подлож ки с
низкой
диэлектрической
проницаемостью и
м а­
лым значением t g 6 , а
так ж е обеспечением ре­
ж им а работы на волнах
высших типов при у в е­
личенной
высоте
под­
лож ки.
Среди больш ого числа
р и с . 3.16. Фазовая коррекция
волноводного пучка с помощью
лннзы
И М П Л с подвеш енной подлож кой
стот 100 ГГц, к о м п л ан ар н ая и щ елевая (рис.
^ „
дч
J
Зер кал ьн ы е и д и аф рагм ен н ы е лучеводы в и зм ери­
тельной технике ММ и С БМ диапазонов практически не
применяю тся.
Одномодовый режим в днафрагменном лучеводе ф орм ируете
пои числе диафрагм менее 20 лишь при параметре Френеля
< 0 9 [81]. Однако прн этом потерн на излучение превьпиают
т ' д’б / м а напряженность поля на краях диафрагм составляет око­
ло 30 7о напряженности поля на ошц т. е.
имеет по свавненню с линзовыми большие потери н отражения,
лишь и . . « « . к .ороче 0.5 . «
конкурентноспособным с линзовым нз-за возрастания "°7®Рь ® «Д
теоиале линз Прн применении разноапертурпон днафрагмсннон
линии можно улучшить возбуждение последней
собственную моду с помощью меньшего числа диафрагм. В
“ S
может быть увеличено N, а следовательно, снижены по­
тери.
3.7. Микрополосковые линии
М икрополосковы е линии (М П Л ) подробно описаны
в [84] П оэтому мы остановим ся лиш ь на особенностях
М П Л на ММ волнах, где прим енение М П Л ограничено
сущ ественным ростом омических потерь в микрополосковы х п роводпиках с укорочением длины -волны, м а ­
лой высотой подлож ки и повышением требовании к точ­
ности выполнения геометрических разм ер о в M lld l. Р е ­
ш ение указан ны х проблем осущ ествляется выбором
118
РИС. 3.17. Конструкция МПЛ
миллиметрового диапазона:
а— несимметричная;
б—ком­
планарная; в —щелевая;^ г—с
подвешенной подложкой; а
ребристая
Т рГ Т ц д Т
Ш « Т ^ ^ '^ а ё Т а б ^ т ы ^ ю ^ я
различны е устройства,, работаю щ ие н а ч астотах до
40 ГГц.
Ппн увеличении ширины полоски обычная МПЛ (рис. Д17,а)
трансформируется в ДП В с двумя металлическими подложками.
В несимметричной М П Л (рис.
ется квази -Т -волн а. П ри большой высоте подлож ки
в М П Л возм ож н о возбуж дение волн высших
^ги ч-н ы х в ол н ам Е ^ п и Е«„п прямоугольного Д В . По
119
сравнению с кваэи-Т-волной волны высшйх типов
в М П Л [85] имею т меньшие омические потери в микрополосковы х проводниках. О днако многомодовость таких
М П Л затр у д н яет их согласовани е с активными и п ас­
сивными элем ентам и, ,а та к ж е созд ает опасность преоб­
р азован и я волн на различны х неоднородностях и у в е­
личения потерь на излучение.
П огонные потери в М П Л слагаю тся из д иэлектри че­
ских потерь в м атери ал е п одлож ки, омических потерь
в микрополооковых проводниках и потерь на и зл у­
чение.
В М М диап азон е волн расчет по известным ф орм у­
лам [84— 86] обычно д ает сущ ественно заниж енны е
омические потери.
Например, для МПЛ на подложке из плавленого кварца ( е =
= 3,78; 2 a = 2 d = 0 ,7 5 мм; t— 2 мкм) с золотыми мнкрополосковыми
проводниками на частоте 30 ГГц [86] измеренная добротность
дискового резонатора Q h=450, в т о время как расчетное значенне
Q p=840. В щелевой линии на композиционной подложке из фто­
ропласта со стеклом [86] суммарные потерн значительно меньше
(Q h=850 прн [= 3 4 ,2 ГГц н ширине щелн а = 2 0 0 мкм).
Н а частотах / > 2 0 ГГц М П Л по сравнению с Д П В
и прямоугольны м м еталлическим волноводом имеют
больш ие потери и настолько м алы е разм еры , что з а ­
труднено изготовление устройств на их основе. Р азм еры
Д П В при / > 2 0 ГГц так ж е меньше, чем разм еры п р я­
моугольного волновода, а потери примерно одни и те же.
Кроме того, п лан ар н ая конф игурация Д П В п озволяет
использовать и нтегральную технологию д л я изготовле­
ния устройств на их основе.
Экспериментальные исследования показали, что отно­
шение Сд1щ/'Смпл значительно больше расчетного [86].
Кольцевой резонатор на Д П В им еет Q д^ц=5000 при / =
==15 ГГц и QдJщ = 3000 при / = 60 ГГц. В то время как
М П Л резонатор на подложке из плавленого кварца
имел Смпл = 306 при / = 1 2 ГГц и С м п л= °194 при / =
==60 ГГц. Таким образом , Д П В с промеж уточным слоем
им еет явны е преимущ ества перед М П Л по погонным п о­
терям. О днако наличие хорош о разработанн ой инте­
гральной технологии позволило в настоящ ее врем я со­
зд ать целый р яд прнем опередаю щ их устройств на осно­
ве М П Л , вплоть до часто1Т 100 ГГц.
В заклю чение отметим, что на частотах свыш е
100 ГГц ни одна из рассмотренны х в настоящ ей гл аве
120
линий передач не м ож ет полностью удовлетворить со­
временным требованиям к их п ар ам етрам . П оэтому
в н астоящ ее в р ем я идет к а к интенсивный поиск новых
линий передач, т а к и предприним аю тся попытки улуч­
шить п арам етры сущ ествую щ их линий. Вполне возм о ж ­
но, что в радиотехнических систем ах можно будет одноВ(рёменно и спользовать различны е линии передачи.
3.8. Измерение параметров СВЧ трактов
и их элементов
Общие сведения. Как известно, в СВЧ диапазоне волн тракт,
его элементы, отдельные узлы, схемы н устройства могут рас­
сматриваться как «черный ящик», характеристики которого полно­
стью определяются S -матрицей рассеяния. Элементы _даннои мат­
рицы называются s -параметрами н описывают лннеиныи объект,
включенный в согласованный тракт [1, 2]. Если исследуемый
объект представляет собой двухполюсник, то коэффициент отра­
жения является полностью характеризующим его параметром.
Как в СМ и более низкочастотных диапазонах, так и в ММ
диапазоне длин волн методы измерения S -параметров можно раз­
делить на две группы: 1) основанные на анализе распределения
электромагнитного поля линии передачи для случая стоячен вол­
ны 2) основанные на измерении мощности нлн напряжения отра­
женных прошедших и падающих электромагнитных волн. Поэтому
измерительные устройства и приборы, которые в ММ диапазоне
создаются, как правило, методом масштабного моделирования со­
ответствующих аналогов в СМ диапазоне, с учетом их назначения
и используемых методов измерений, могут быть разбиты на два
класса: 1) измерительные линии н измерители полных сопротив­
лений (по современной отечественной классификации [1, 2] прибо­
ры типа Р1 и РЗ соответственно); измерители коэффициента стоя­
чей волны (Р2) н измерители комплексных коэффициентов пере­
дачи (Р 4).
В настоящее время из соответствующих промышленных при­
боров известны лишь измерительные линии (приборы типа Р1) для
низкочастотной части диапазона ММ волн и три типа отечественных
панорамных измерителя коэффициента стоячей волны (КСВ) и
ослаблений в волноводах (приборы типа Р 2). Основные техинческне характернстнки современных отечественных приборов типа
Р1 н Р2 сведены в табл. 3.3.
Для измерения ослабления н калибровки аттенюаторов, а так­
же модуля н фазы коэффициентов передачи различных волновод­
ных четырехполюсников, измерения нестабильности выходного
уровня мощности генераторов отечественной промышленностью вы­
пускаются специальные приборы ДК1-15/1 и ДК1-15/2, работающие
с генераторами Г4-141 и Г4-142 [2]. Приборы реализуют известные
методы измерения [1], построены по одногенераторной схеме с ис­
пользованием принципа синхронного детектирования н перекрыва­
ют соответственно диапазоны 37,5—53,57 н 53,57—78,33 ГГц.
Измерения автоматизированы в результате применения про­
цессорного устройства, индикация — цифровая. Каждый прибор со­
стоит из двух блоков с комплектом внешних волноводных узлов
181
Т а б л и ц а 3.3. Основные характ еристики от ечест венных
измерительных линий и панорамных измерит елей КСВ
и ослаблений в волноводах М М диапазона
Тип
прибора
Сечение
тракта, мм
Диапазон частот,
ГГц
т
Погрешности измерений
:
Р1-12А
7 , 2 X 3 ,4
2 5 ,8 6 —37,50
1) 1,02; 2) 1,4;
3) 0,015
Р1-31
7 , 2 X 3 ,4
2 5 ,8 6 X 3 7 ,5 0
1) 1,03; 2) 2;
3) 0,048
Р1-32
5 , 2 X 2 ,6
37,50 - 5 3 , 6 0
1) 1,07; 2) 3;
3) 0 ,0 5
Р1-33
3 ,6 X 1 ,8
5 3 ,6 0 —78,33
1) 1,07; 2) 3; 3) 0,05
Р1-39
5 , 2 X 2 ,6
37,50—53,57
1) 1,04; i ) 2; 3) 0,03
Р1-40
3 .6 X 1 .8
53,57—78,33
1) 1,04; 2) 2; 3) 0 ,0 3
Р2-65
7 , 2 X 3 ,4
2 5 ,8 6 - 3 7 ,5 0
4) ±(5К ет+2)»/«:
5) + - ( 0 ,0 5 Л + 0 ,5 ):
6) ± 0,5о/о
Р2-68
5 ,2 X 2 ,6
3 7 ,5 0 —53,57
4 )± (5 К с г + 5 ) »/.;
5)
+ (0,05А ;г+0,75):
6) д Н 0/,
Р2-69
3 ,6 X 1 ,8
53,57— 78,,33
4) + (5 /С с т + 5 ) »/»:
5) + ( 0 ,0 5 А ^ + 0 ,7 5 );
6) + 1 »/«
П р и м е ч а н и я . Цифрами оГюзначены с.педуюише погрешности измерений;
1) за счет собственного КСВН линии, %; 2) i з-за иепостсяпства связи зонда с полем
линии, %: 3) за счет шунтирующей проводимости зонда, %; 4) КСВН; 5) ослабле­
ний; 6) установки частоты.
—коэффициент стоячей во.'гны по напряжению;
—ослабление сигналов в
волноводе.
сечения 5,2 X 2,6 и 3,6 X 1,8 мм. Основные ха!рактеристики прибо­
ров: диапазон измерения ослаблений 0—80 дБ, суммарная погреш­
ность 6А (дБ) = ± [0 ,1 + 0 ,0 0 1 Л + 10 (Л—80)/20] прн КСВН менее
1,2, где Л — измеряемое ослабление, диапазон измеряемых фазо­
вых сдвигов 0—360°; суммарная погрешность 5ф °=±(1-Г0,015<р-|-f0 ,0 5 Л) при КСВН менее 1,2, где ф — измеряемый фазовый сдвиг.
За рубежом в практике измерений в ММ диапазоне в основ­
ном используются схемы, реализующие известные методы [1] из­
мерения S -параметров, на основе типовых промышленных приборов
и элементов волноводных измерительных трактов. Отдельные фир­
мы предлагают автоматизированные системы на основе ЭЦВМ,
комплекса сопряженных между собой измерительных приборов и
измерительных элементов волноводного тракта. Например, фирма
122
''
Hewlett Packard рекламирует автоматизированную систему 8410 нй
базе четырех блоков, измеряющую все
40 с т Г Фн^^
трактов и его элементов в диапазоне от 110 МГц до 40 ГГц. Фнр
мы Hughes и Wiltron предлагают подобные системы в диапазоне
’д л я ^юмерений в СБМ диапазоне в настоящее время отсут­
ствуют соответствующие серийные промышленные приборы. Известны лабораторные квазиоптические измерители ко^фициента отра­
жения в СБМ диапазоне, например измерители КСВ и полных коэ^ и ц и ен то в отражения на интерферометре Майкельсона._ В част­
ности в [179] рассматривается удачный квазиоптическии аналог
интерферометра Майкельсона, называемый авторами ивазиоптическим многополюоным сканирующим (QUOSM) анализатором це­
пей, обеспечивающий измерение параметров тракта в диапазоне
90—340 ГГц.
Ведутся исследования по разработке приборов для измерения
параметров трактов СВЧ и их элементов в коротковолновой части
ММ и СБМ диапазоне волн. Промышленные приборы ММ диа■ пазона создаются на базе волноводного тракта основного сечения.
В связи с этим представляется целесообразным несколько подробнее
рассмотреть особенности существующих измерительных приборов
данных типов и, прежде всего, измерительных линий диапазона
ММ волн и панорамных измерителей КСВ и ослаблении.
Измерительные линии. К основным достоинствам из­
м ерительны х линий относятся в первую очередь их уни­
версальность и ш ирокая область «рактической црименимооти, надеж ность и простота проверки получаем ы х
с 1ИХ помощью результатов, а та к ж е возмож ность сведе­
ния всей совокупности источников погреш ностей изм е­
рений к двум -трем легко контролируемы м ф ак то ­
рам [1 ]. П ри этом к измерительны м линиям М М д и а п а ­
зона 'ВОЛН п редъявляю тся те ж е требования, что и к из­
мерительны м линиям СМ диапазона.
Измерительные линии прежде всего позволяют измерять:
1. КСВ — прямым методом, т. е. по отношению максимума на­
пряжения поля в тракте к минимуму ( К с т < 5 ) ; методом «удвоен­
ного минимума» ( К с т > 5 ) ; методом Томияси ( К с т ^ Ю О ) .
2. Длину волны (по расстоянию между соседними узлами
стоячей волны).
3. Полные сопротивления (по КСВ и фазовому углу коэффи­
циента отражения, который определяется по расстоянию от плос­
кости присоединения нагрузки до первого минимума или, что удоб­
нее в практическом отношении, по смещению минимума при под­
ключении короткозамыкателя вместо согласованной нагрузки).
4. Затухание в СВЧ трактах (по КСВ) с подключенным отрез­
ком линии, нагруженной короткозамыкателем по собственному
КСВ короткозамыкателя.
5 . Параметры четырехполюсных устройств (комплексные коэф­
фициенты передачи, параметры четырехполюсников); оконечной на­
грузки, например методом подвижной нагрузки; оценить показате­
ли неоднородностей, например методом смещения минимума — ме­
тодом Вянсфлоха
123
с
помощью измерительных линий можно проводить такие спе­
цифические измерения, как измерение КСВ н полных сопротивле­
ний при малом уровне сигналов н при удаленных нагрузках, сте­
пени согласования выхода генераторов сигналов, разности фаз
двух высокочастотных напряжений, оценку параметров нагрузки
через произвольные несогласованные переходники, параметров объ­
емных резонаторов (собственная резонансная частота, добротность и
полное сопротивление прн резонансе), а также электрических па­
раметров материалов.
В ряде книг д ан детальн ы й ан али з основных источ­
ников погреш ностей при изм ерениях с помощью и зм ери ­
тельны х линий [87]. О тметим, что в диапазоне М М волн
вследствие более тупых, чем в диапазоне СМ волн, ми­
нимумов напряж енности поля вдоль линий и большей
его несимметричности изм ерения проводятся, как п р а ­
вило, методом уд|Воениого минимума. П ри этом более
сущ ественное, чем в СМ д и ап азон е, влияние н а точ­
ность измерений о казы ваю т такие источники погреш но­
стей, к ак ш унтирую щ ая проводимость зонда и непо­
стоянство связи поля с зондом, ош ибки измерения д л и ­
ны волны и протяж енности «вилки» м еж ду точками
удвоенных минимумов, а так ж е нестабильность частоты
используемы х генераторов.
Необходимо отметить, что изготовление изм еритель­
ных линий д и ап азон а М М волн соп ровож дается рядом
сущ ественных технических трудностей, к числу которых
п реж де Bicero следует отнести: необходимость высокой
точности отсчета полож ения зонда (с погрешностью , не
превыш аю щ ей единиц м и кром етра); требование преци­
зионного изготовления щели и зонда, линейны е разм еры
которы х составляю т единицы м иллиметра.
В связи с этим практический интерес п редставляю т
модиф ицированны е конструкции измерительны х линий
[ 1, 126], например с неподвиж ны м зондом и ф а зо в р а ­
щ ателем .
П анорам ны е измерители КСВ и ослаблений в волно­
водных тр ак тах . Р азр аб о тан н ы е в С С С Р панорам ны е
измерители КСВ и ослаблений в волноводны х тр ак тах
(приборы Р2-65, Р2-68 и Р2-69) строятся, к ак правило,
по комбинированной схеме реф лектом етра с ген ерато­
ром качаю щ ейся частоты, охваченным системой ав то м а­
тической регулировки мощности, и унифицированны м
измерителем
типа Я 2Р-67 в качестве индикатора
[2, 126]. О бщ ая структурная схема прибора класса Р-2
и его конструкция аналогичны схеме и конструкции со­
ответствую щ их приборов СМ д и ап азо н а [2, 87, 127].
124
П ри этом д ан н а я ком бинированная сх ем а в д и ап азо н е
М М 'ВОЛН о б л а д а ет ряд ом сущ ественных преимущ еств
по сравнению , наприм ер, со схемой с автоматической
регулировкой мощности ген ер ато р а качаю щ ей ся ч асто­
ты и индикатором прямого усиления или логом етриче­
ской схемой, использую щ ей в индикаторе изм еритель
отнош ения падаю щ ей и отраж енной мощ ностей с источ­
ником С ВЧ мощ ности без системы ее автоматической
регулировки. В частности, при пспользовании ком бини­
рованной схемы нестабильность выходной мощности
ген ератора и з-за несоверш енства цепи обратной связи
системы ком пенсируется и зм ери телем отнош ения.
В то ж е врем я осущ ествление автоматической р егу ­
лировки мощ ности улучш ает условия работы д етекто р ­
ных головок, т а к к ак и з-за ограниченного д и ап азо н а
квадрэтичности характери сти к С ВЧ диодов возникаю т
погреш ности, причем в отсутств:ие схемы автом атиче­
ской регулировки мощ ности д и ап азо н измерений д опол­
нительно суж ается на величину переп адов мощности
выходного си гн ала ген ератора качаю щ ейся частоты.
В целом, увеличение эквивалентного коэф ф ициента с т а ­
билизации мощ ности и применение комбинированной
схемы построения приборов типа Р2 п о зво л яет повысить
точность измерения КСВ на 2—3 % (при Л с т = 2 ) и
ослаблений на 0,2— 0,3 д Б при одновременном зн ач и ­
тельном снижении требований к стабильности уровня
выходного си гн ала ген ератора качаю щ ейся частоты и
влиянию меш аю щ их ф акторов, что особенно важ н о д л я
ап п аратуры д и ап азон а М М вол'н.
П о гр еш н о ст и измерений КСВ SAj, и ослаблений при
использовании панорам ны х приборов типа Р2 с к л а д ы ­
ваю тся и з случайной погреш ности, вносимой волновод­
но-детекторной секцией бЛс, погреш ности бЛцв и з-за неквадратич'ности характери сти к прим еняем ы х д етекто­
ров, погреш ности бЛдд ^вследствие неидентичности и зм е­
рительны х тр ак то в и погреш ностей, вносимых исполь­
зуем ы м индикатором бЛинд: бА2= б Л с + б '4кв + б Л п д +
+бЛинд, причем погреш ности бАкв и бАдд распределены
по равн ом ерн ом у закону, а ош ибка бАинд
по гауссов­
скому.
П ри этом обеспечиваем ая известны м и приборам и ти­
па Р 2 су м м ар н ая погреш ность определения КСВ со став­
л я е т ± ( 5 К о т ± 5 ) % в диап азон е К с т = 1 ,1— 2,0, а полная
ош ибка измерения ослаблений в волноводах не превы125
Шает 1 д Б в ц ред елах измерений от О д о 35 д Б . Р а б о ­
чий д и ап азо н частот со став л яет 25,86— 37,5 ГГц (п ри ­
бор Р 2-65), 37,5— 53,57
ГГц
(прибор
Р2-68) и
53,57— 78,33 ГГц (прибор Р 2-69).
4
ГЛАВА
Элементы измерительных трактов
4.1. Общие сведения об элементах измерительных
трактов
К элем ентам изм ерительны х трак тов относятся п ас­
сивные и активны е устройства, предназначенны е д л я
соединения отдельны х участков измерительного тр ак та
м еж ду собой, разветвлен и я и деления мощности, у п р ав ­
ления амплитудой и ф азой сигн ала, а так ж е измерения
его ам плитуды и других характери сти к [1 ]. Б н астоя­
щей главе р,ассматрпваю тся только пассивны е устройст­
ва ММ и С Б М волн.
OcHOBiHHMH п ар ам етрам 1и элем ентов измерительны х
тр ак то в являю тся д и ап азон частот, п арам етры , об услов­
ленные ф ункциональны м назначением (м аксим альны е
вносимые ф азовы й сдвиг и затухани е — д л я ф а зо в р а щ а ­
телей и аттеню аторов; переходное затухани е и н ап р ав ­
л ен н о сть — д л я ответвителей и т. д .); м акси м альн о д о­
пустимые К С Б ; потери и допустим ая мощ ность си гн а­
ла; а так ж е габари тн ы е разм еры и м асса. П редел допу­
стимой относительной погреш ности измерений д л я эл е­
ментов измерительны х тр ак то в согласно ГОСТ 8 . 102— 73
не д олж ен превы ш ать 6 %.
В М М д и ап азо н е волн по мере укорочения длины
волны поперечные разм еры одномодовы х М еталлических
волноводов уменьш аю тся, в о зрастаю т потери в стенках
волновода и д иэлектрические потери в регулирую щ их
элем ентах, сн и ж ается пробивная мощ ность, ухудш аю тся
условия согласовани я, п овы ш ается КСВ в изм ери тель­
ном тр акте и з-за отраж ений от сты ковочны х элементов
и других неоднородностей. У казанн ы е особенности обу­
словливаю т ж есткие допуски на точность изготовления
всех узлов элем ентов изм ерительны х трактов, п ред ъ яв­
ляю т повы ш енны е требован ия к условиям сты ковки,
а та к ж е значительно услож н яю т изготовление сам их
элементов п п овы ш аю т их стоимость.
126
П оэтом у по мере укорочения длины волны одномодовые волноводы стан овятся все менее приемлемы ми для
создания элем ентов изм ерительны х тр акто в.
Для диапазона частот 3 0 - 2 0 0 ГГц пР°“ ь.шленностью ^
скаются элементы измерительных трактов на основе
металлических волноводов [88, 89], а также
опытные раз^
работки отдельных элементов, использующих Д В [76], Д ’ ’’*
S металлодиэлектрические волноводы с увеличенным поперечным
сечением [70]. Для частот свыше 200 ГГц разработаны элементы
™ р и т ел 1 н ы х
трактов на основе квазноптических волноводов
Переходы м еж ду волноводами одинаковой
но с различными геометрическими размерами. В
диапазоне длин волн д л я соединения двух волноводов
различного поперечного сечения О'бычно использую т сту­
пенчатые переходы [6 7 ]. С укорочением длины волны
сущ ественно растут омические потери и требован ия к д о ­
пускам на изготовление. П оэтом у в ММ диапазоне волн
м иним альны е омические потери имеет плавны й переход,
оптим альны е частотны е характери сти ки которого п олу­
чаю тся при предельном переходе от ступенчатого
к плавном у [67].
,
Н аи м ен ьш ая длина п олуч ается при слож ной форме
проф иля перехода [63]. П ри этом необходимым усл о ­
вием получения ш ирокополосности является очень п л ав ­
ное сопряж ение образую щ ей проф иля перехода на
концах.
На практике трудно изготовить переходы со специальным про­
филем и обычно используют переходы пирамидального типа. В ме­
стах сопряжения перехода с входным и выходным волноводом обпазуется уголковый излом, на котором происходит возбуждение
волн высших типов. Поэтому параметры используемых на прак­
тике переходов далеки от идеальных. В ММ дняпя.зоне переходы
для прямоугольных волноводов имеют коэффициент стоячей волны
Х с т < 1 1 н вносимые потери не более 1 дБ [88, 89]. Длина пере­
ходов между волноводами соседних частотных диапазонов обычно
не превышает десяти длин волн, соответствующих минимальной ра­
бочей частоте.
Переходы м еж ду волноводами различной формы
с изменением типа волны обычно осущ ествляю т плавной
деф орм ацией поперечного сечения по длине перехода.
П реобразователи волны Н"д в прямоугольном волно­
воде в волну
в круглом. Н аиболее распространен­
'п реоб разователям и волны
в волну
яв л я ю т ­
ся [64] секторный и с промежуточным переходом на вол-
н ы м и
127
ну Нзд. П оследовательны е изменения сечения
деление напряж енности электрического
п реоб разователя даны на рис. 4.1.
и распре­
поля второго
В секторном преобразователе длиной 6 см при диаметре круг­
лого волновода 9 мм в диапазоне волн 4—6 мм потери составляют
не более 0,6 дБ при К с т < 1 ,1 5 . Потери преобразователя с проме­
жуточным переходом на волну Hg® (рис. 4.1) на волнах 7,9—8,4 мм
менее 0,25 дБ при К с т < 1 ,2 и диаметре круглого волновода 12 мм
[64].
чения м еталлического волновода, состы кованного с металлодиэлектри ческим «волноводом. Т ак, в случае п р я­
моугольного М Д В [70] коэф ф ициент возбуж дения р а ­
бочей волны L H ii
8
я „:„г "«1
Я,
2Я >
где 01 и а — разм еры стенок, п ар ал л ел ьн ы х вектору Е
м еталлического и м еталлоди электри ческого волноводов
соответственно. М аксимум Т1п = 0,3 д Б имеет место при
a i/a = 0 ,7 4 .
111
IU
Нго 6)
Возбудители Д П В обычно со д ер ж ат пирам идальны й
рупор, которы й частично или целиком зап олн ен о тр ез­
ком Д П В [91] с клиновидны м переходом. В озбудите­
лем м ож ет та к ж е служ ить заполненны й отрезком Д В
рупор с плавны м и сюруглениями боковых и ииж неи по­
верхностей. П ри возбуж дении Д В из полимерны х м ате­
риалов в полосе частот 110— 170 ГГц в таком возбуди­
теле /С ст< 1,5 и п отери а < 1 д Б .
Широко известный в оптике метод возбуждения ДВ, основан­
ный на использовании дифракционной решетки, расположенной
B t o H боковой поверхиостн^^ДВ, в ММ и СБМ диапазонах неэф­
фективен, так как возбуждение Д В происходит в узкой полосе
м бочих частот при наличии больших потерь на преобразование.
Для возбуждения Д В часто используется переход, который содер­
жит две плавно расходящиеся от широких стенок волновода ме­
таллические пластины.
Возбудители квазиоптических лучеводов. К ак отм е­
чалось в § 3 .3, основная мода Ткв квазиоптического лин ­
зового лучеводов имеет гауссовское р аспределени е поля
в поперечном сечении. В озбуж даю щ ие поля обычно
имеют вид;
Е „ s i n — — волна
У
в прямоугольном волноводе,
(X
E .'v .J ',^ - l^ :^ ) c o s < p ,
Возбудитель
металлодиэлектрических
волноводов
(М Д В ). В озбуж дение М Д В осущ ествляется с помощью
плавного перехода о т одном одового волновода к волно­
воду с увеличенным сечением, бл1изким к сечению М Д В .
В месте сты ка имеет место скачок полнового соп роти в­
ления из-за наличия в М Д В диэлектрического покры ­
тия. Он компенсируется за счет меньшего р а зм е р а се ­
(З н а к
озн ач ает пропо!рциональность.) С труктура
поля волны Ткв бли зка к структуре поля ,в олны Н ц , по­
этом у
обычно используется рупорный возбудитель
с волной Н и на выходе. Э ф ф ективность возбуж дения
волны Ткв волной Н и зави си т от отнош ения ради уса R
128
9 -3 1 8 8
s i n <р — волна Н ,, в круглом волноводе.
192
РИС. 4.2. Завнснмость коэффициен­
та возбуждения т) волны. Ткв от па­
раметра R lr,
Т аблица
4.1. П арам ет ры про лш ш ленн ы х образцов
___ гЛгюг\а nmnnmfi
f. ГГц
круглого волновода к рад и у­
су пятна Гз волны в лучево­
де.
Зави си м ость
коэф ф и ­
циента возбуж дения ti в о л н ы
Гкв от п ар ам етр а R j r s приведена на рис. 4.2. Н аи б ол ь­
шее значение ti= 0 ,9 соответствует /? /г в « 4 ,8 .
Реальные возбудители волны Ткв представляют собой плавный
переход от одномодового прямоугольного волновода к круглому
(переход Н"^ -►H/J) и затем плавный переход от круглого волно­
вода малого сечения к волноводу оптимального радиуса g = l ,8 r s .
Угол наклона образующей к оси перехода должен быть достаточно
малым (менее 7— 10°), в противном случае на переходе будут воз­
никать волны высщнх типов круглого волновода на уровне более
- 2 0 дБ.
4.2. Фазовращатели
Волноводные фазовращатели. В М М диапазоне н аи ­
более ш ирокое расцространение получили ф азо в р а щ ате­
ли с перем ещ аемой с помощ ью м икром етрического вин­
та через узкую щ ель в ш ирокой стенке волновода д и ­
электрической пластиной [88]. П ри погруж ении д и эл ек ­
трической пластины внутрь волновода меняется ф азо в а я
скорость распространяю щ ейся по волноводу волны, что
и приводит к ф азовом у сдвигу.
18,0— 26,5
2 6 ,5 —4 0 ,0
3 3 ,0 —5 0 ,0
4 0 ,0 —6 0 ,0
50 ,0 — 7 5 .0
6 0 ,0 —9 0 ,0
7 5 ,0 — 110,0
9 0 ,0 — 140,0
110,0— 170,0
)
^СГ
о, дБ
1,25
1.2
1.2
1,2
1.2
1,35
1,3
1.4
1,5
1,5
1,5
2 ,0
2 ,0
2 ,0
2 ,0
2 ,5
2 ,5
3 ,0
Точность и з­
мерения, град
Р
^макС. Вт
±3
±3
+3
1
11
1
1
г\ г0 ,5
0 ,5
0 ,5
0 ,5
0 ,5
±1
Ч-4
+ 4
±4
-t-5
±6
сколько Х )у д ш и е характери сти ки по Кст и вносимым по­
терям , но обеспечиваю т значительно больш ий ф азовы й
сдвиг.
О траж ательн ы й ф азо в р а щ ате л ь
ММ
д и ап азо н а
(рис. 4.3,а) [89] содерж ит 3-дБ мост (7) с двум я под­
виж ны ми короткозам ы кателям ,и (2 ). Ф азовы й сдвиг
пропорционален смещ ению короткозам ы кателей ;
А Ф °= 7 2 0 А /А в,
где А/ — см ещ ение
волны в волноводе.
короткозам ы кателей ;
— .длина
Лучщне образцы таких фазовращателей, разработанные в СССР
н за рубежом [88], в диапазоне частотот 30 до ПО ГГц имеют
следующие параметры; фазовый сдвиг О— 180°, К ст< 1,2, макси­
мальные потерн менее 1 дБ. Недостатком таких фазовращателей
является низкая точиость отсчета измеряемых величин в диапазоне
от частот свыще 75 ГГц (± 5 ° ).
П оляризационны й ф азо в р а щ ате л ь с линейной к а л и ­
бровкой со д ер ж и т два п ереход а о т п рям оугольного вол­
новода к круглому, которы е п реобразую т волну с ли ­
нейной п оляри зац и ей и ш л н у с круговой поляри зац ией.
Ф азовы й сдвиг со зд ается при повороте кругл ого волно­
вода с полуволновой диэлектрической пластиной вокруг
своей оси.
П ар ам етр ы лучш их пром ы ш ленны х об р азц о в по­
ляризационны х
ф азо в р ащ ател ей
[88]
приведены
в табл. 4.1. П оляри зац и он ны е ф азо в р а щ ате л и по ср а в ­
нению с рассм отренны м и ф азо в р ащ ател я м и имею т не130
РИС. 4.3. Фазовращатели
9*
131
тр ак те) и направленностью , которая оп ределяется отно­
ш ением мощ ностей во вспом огательном т р ак те при п р я­
мом и обратном н ап равлен и ях распространения си гн ала
в основном тракте.
Волноводные НО. Р асч ет основных п арам етров вол ­
новодных Н О достаточно подробно излож ен в р я д е м о­
нографий (см., наприм ер, [6 7 ] ). Основные типы Н О , т а ­
ких, к ак интерференционны й ответвитель на скрещ ен ­
ных волноводах, ответвитель Б ете, щ елевой и др., оп и са­
ны в [88, 89].
В М М д и ап азо н е волн наиболее ш ирокое расп р о стр а­
нение получили Н О , в которы х отверстия связи расп ол о­
ж ены по ш ироким стенкам основного и вспом огательного
волноводов.
Р аб о ту избирательного Н О п оясняет рис. 4.5,а. П ри
условен р ,= Р ю . где Р/ н Р’® - ф а з о в ы е поттоянны е + и
волны в многомодовом волноводе и волны Ню, из волда
Т о Л (1) в волновод (2 ) через систему отверстии ( d расстояние м еж ду отверстиям и) ответвляется преимущ
ственно / - Я волна.
г Л - v - ' V— V а) Л .
Основные параметры таких ответвителей [2, 88, 89]: в диапа­
зоне частот 18— 110 ГГц переходное затухание от 3 до 20 дБ,
направленность более 35 дБ. Прн повышении частоты направлен­
ность уменьшается, но составляет более 20 дБ на частотах
110— 170 ГГц.
Л учш ие п ар ам етры в д и ап азон е частот ПО— 170 ГГц
имею т Н О с дополнительны м отрезком связан ного волно­
вода, располож енного н ад вспом огательны м трактом
[88]. Д л я так и х ответвителей с переходным затуханием
10 и 20 д Б н аправленность со став л яет более 35 д Б , м а к ­
сим альны й /(ст<1,1 и изменение переходного затухан и я
± 1 дБ.
В качестве делителей мощности в ММ диапазоне волн приме­
няются волноводные 2Т-мосты. Принцип работы делителей мощ­
ности основан на том, что прн подаче сигнала в Н-плечо мощность
распределяется между выходными плечами поровну. При этом Ен Н-плечн развязаны друг относительно друга.
Волноводные тройники в диапазоне частот ПО— 170 ГГц обычно
имеют входной /С ст~2—3 в Е-шлече и до 1,2—-'ЕЗ в Н-плече,
а максимальная развязка меж ду Е- н Н-плечами больше 30 дБ.
Для сложения и деления мощностей в ММ диапазоне исполь­
зуют н кольцевое гибридное соеднненне нескольких волноводов,
расположенных друг относительно друга на расстояниях, кратных
нечетному числу четвертой волны. Такие гибридные соединения
в 5%-ной полосе на рабочей частоте 140 ГГц имеют входной
К ст< 1,25, вносимые потерн не более 0,5 дБ и развязку между
плечами не менее 20 дБ [89].
И зби рательны е НО на многомодовы х волноводах
п редназначены д л я избирательного отбора и з многомо­
дового волновода одной из распростран яю щ и хся в нем
волн. В качестве вторичного волновода обычно и сп оль­
зуется прямоугольны й волновод с основной волной Ню.
131
РИС. 4.5. Избирательные НО:
основе многомодового волновода:
б
для
волновода; в— перестраиваемый для
круглого
волновода,
г—с призменным делителем мощности
а — на
Н аи б ол ьш ее распространение получили и зб и р ател ь­
ные Н О на многомодовы х круглы х волноводах. 15ращая
секцию (Л с таким Н О /-й волны (рис. 4.5,6) вокруг
оси волновода (2); мож но оп ределять не только уровень
мощ ности этой волны, но и ее поляризацию , в том числе
оп ределять эллиптичность поляри зац ии волны.
Избирательный НО характеризуется коэффициентом избира­
тельности K n ^ K d K u где Кз и
ве
и i-й волн многомодового волновода соответственно. Обычно ве
^ ч н н а К и велика (больше 10*-10®), однако и в этом случае из­
мерения малой моифостн /-Й волны (Р ,) по отношению к /-и вол­
не, затруднительны *>.
В [95] предлож ен избирательны й Н О , который пу­
тем пе|ремещ ения м еталлической пластины (3) в прям о­
*) Это имеет место, например, когда i-я волна является рабо­
чей волной многомодового волновода.
135
угольном волноводе (1) Н О (рис. 4.5,в) м ож ет последо­
вательн о перестраи ваться н а селективны й отбор м ощ но­
сти из круглого волновода (2 ). П ри перем ещ ении п л а ­
стины изм еняется ф азо в а я скорость волны Ню, р ас п р о ­
страняю щ ейся в прям оугольном волноводе. П ри р а зл и ч ­
ных полож ениях пластины величина Рю о к азы в ается р а в ­
ной постоянны м распространения Р/ разли чн ы х волн
круглого волновода.
О тветвители и делители мощ ности для квазиоптиче­
ского тр ак та. В квазноптических лучеводах в качестве
Н О и делителей мощ ности использую тся д иэлектри че­
ские пластины и призмы, а та к ж е м еталлические р е ­
шетки.
Диэлектрическая пластина, расположенная под углом ф к оси
лучевода, делит падающий на нее волновой пучок на два — про­
шедший и отраженный. В случае тонкой пластины (пленки) сме­
щением пучка и поглощением при переотражениях его в пленке
можно пренебречь. В этом случае коэффициенты отражения и
прохождения соответственно равны:
I(1 ®= (1 —Р ) cos® Kond/ (1 —Г® cos 2Kcnd) \
(4.1)
| / | ’ =Г®(1—cos Ko«rf)V(l—Г® cos 2Ko«rf)®,
(4.2)
где Г = ( « — ! ) / ( « + ! ) ; rf— толщина пленки; « — коэффициент пре­
ломления ее материала. Из (4.1) — (4.2) видно, что при изменении
частоты величина 1(®1 изменяется от 1 до 1—4 Р , а г I''—от О до
4Г®.
Прн Ko«d<Cl выражения (4.1) и (4.2) могут быть приближен­
но записаны в виде
|rl2 ^P (« o « d )7 (l— P)2,
|® ^ 1.
О тветвитель с призменны м делителем мощ ности по­
к азан на рис. 4 .5,2. В нем используется явление полного
внутреннего о тр аж ен и я на
верхней границе призмы.
В зазоре А м еж ду призм ам и поле экспоненциально сп а­
д ает и во збу ж дает волну в ниж пей призме. Д л я умень­
ш ения зависимости коэф ф ициента деления от А пром е­
ж у то к м еж ду призм ам и зап ол н яется ж идкостью с коэф ­
ф ициентом прелом ления « ь связанны м с коэффициентом
прелом ления м а т ер и ал а призм п соотнош ением;
п. ' « / 1/ 2 .
Для деления мощности широко используются и периодические
металлические решетки с периодом р<Л,о. Прн ориентации векто­
ра Е падающей на решетку волны вдоль оси (вдоль проводов) вол­
на практически полностью отражается, волна ортогональной поляри­
зации, напротив, имеет коэффициент прохождения |t|=s;l (96]. С по­
мощью решетки падающей на нее пучок можно разделить на два
136
пучка с практически любым соотношением мощностей. Однако не­
обходимо иметь в виду, что поляризации полей в этих пучках орто­
гональные.
^
Н аправлен н ы е ответвители н а Д В и Д П В . С ущ еству­
ют три типа н ап равленны х ответвителей на Д В : с р ас­
пределенной связью , исполь­
и“
зую щ ие локальную связь и
~
с н аправленны м переизлуче6г
'
1
нием си гн ала во вторичный й» 6 s
£<
6f £ з
к а н а л . П ринцип работы Н О
04
с распределенной связью осно­
f
г
\
Л Л
ван на возбуж дении си н ф аз­
ных и противоф азны х волн с
различны м и ф азовы м и скоро­
стями. В резул ьтате в заи м о ­
2
\
/
действия этих волн происходит
Л '
\
обмен энергией м еж ду Д В и
ответвление части
мощности
во вторичный кан ал. О тветви­ РИС. 4.6.
Симметричные
(!)
и
антисимметричные
тели на Д В с распределенной
(2) волны на участке свя­
связью имеют р яд достоинств:
расп ределен н ая связь осу­ зи двух ДВ
щ ествляется сближ ением двух
Д В на расстояние, при котором внеш ние поля волново­
дов перекры ваю тся;
простота плавного изменения зазо р а м еж д у Д В пу­
тем изгиба или непараллельного располож ени я Д В друг
относительно друга;
Шгавный закон изменения зазо р а м еж д у Д В по длине
обеспечивает высокую направленность и м алы е Кст со
стороны всех плеч ответвителя;
менее ж есткие допуски на разм ер ы участка связи.
В результате взаим одействия полей вне волноводов
на участке связи Д В возбуж даю тся симметричные и ан ­
тисимметричны е волны (рис. 4.6).
Основные п арам етры связанны х Д В в М М диап азон е
волн детальн о исследованы в [98].
Х арактеристики НО с переходным ослаблением , р а в ­
ным 3 д Б , на Д П В с металлической подлож кой и к в ад ­
ратной полоской из АЬОз (а Х Ь = 3 ,7 б Х З ,7 6 мм®) пока­
зан ы на рис. 4.7. Видно, что переходное ослабление
в 3 д Б имеет место в достаточно узкой полосе рабочих
частот. Это обусловлено сильной частотной зави си м о­
стью ф азовы х скоростей волн четных и нечетных типов
у связан ны х волноводов.
137
Р асш и ри ть полосу рабочих частот ответвителей на Д В
мож но, используя эф ф ект направленного переизлучения
си гн ала с участка резкого излом а Д В . П арам етры от­
ветвителя на Д П В с инвертированной полоской из ф то­
роп ласта и кварцевой пластиной с направленны м переизлучением приведены на рис. 4.8.
57 58 59 60 61 62 63 6, ГГц
-30
PyPj,36
РИС. 4.7. Зависимость переда­
ваемой Рпер и ответвляемой
Ротв мощностей ответвителя
на ДП В (Ро—мощность вход­
ного сигнала)
РИС. 4.8. Характеристики от­
ветвителя с изломом волново­
да:
Р , и Р з — п ередаваем ы е
Р ,—мощность обратной
ответвляемом канале
мощности.
волны
в
В разветвителях с локальной связью переходное ослабление про­
порционально углу между Д В . Прн достаточно больших углах когда
эффект распределенной связи пренебрежимо мал, ответвители с ло­
кальной связью достаточно широкополосны н обеспечивают направ­
ленность более 25 дБ иа частотах вплоть до 200 Г1ц l/b j.
В отлнчне от волноводных аналогов делители мощности на ДВ
не могут быть выполнены в виде Е- и Н-соединеиии. Это связано
с наличием излучения в открытое пространство с ™рца входного
волновода. Поэтому в Т-мосте на ДВ выходные плечн Д ^ е л я ока­
зываются развязанными относительно входного плеча на 30 н более
децибел. Разделить мощность поровну между двумя каналами мож­
но используя тройннкн с 1 - 2 ° углами расходимости выходных
отрезков Д В . Прн таких углах расходимости выходных отрезков ДВ
м еж ду ннмн образуется участок распределенной связи, что позво­
ляет уменьшить паразитное излучение н разделить мощности поров­
ну между выходными плечами делителя.
4.4. А ттеню аторы
П ринцип действия аттеню аторов основан на поглощ е­
нии электром агнитной волны в волноводе с д и эл ектри ­
ческой пластиной, на поверхность которой нанесено по­
глощ аю щ ее покрытие.
А ттеню аторы характери зую тся следую щ ими основны ­
м и п арам етрам и: затуханием сигнала, вносимым в тракт,
д и ап азо н о м рабочих частот, начальны м затуханием ,
138
входным Ксг, точностью градуировки и погреш ностью
и зм ерения, м акси м альн о допустимой мощ ностью сигВолноводные аттенюаторы. В М М д и ап азо н е волн
наиболее ш ирокое распространение получил оттеню атор
с поглощ аю щ им ослабителем нож евого типа. О н состоит
из отрезка волновода с продольной щ елью по ш ирокой
стенке и вводимой в нее диэлектрической пластиной с по­
глощ аю щ им покры тием. П л асти н а перем ещ ается с по­
мощ ью микром етрического винта. Т акие аттеню аторы
имею т м акси м альн ое вносимое зату х ан и е ДО
дЬ,
^ с т < 1 .2 и н ачальн ое затухан и е менее 0,6 д Б [89J. Ь уве­
личением частоты растут начальны е потери, вносимые
аттеню атором , что обусловлено ростом омических потерь
и потерь на излучение через щ ель в его ш ирокой стен­
ке.
Недостатком волноводных аттенюаторов с ослабителем ножево­
го типа является значительная частотная зависимость вносимь1х по­
терь что требует нх градунровкн на каждой рабочей частоте. Кроме
того’ онн вносят относительно большой нескомпенсированныи н частотн’о-завнснмый фазовый сдвнг от поглощающей пластины.
Ш ироко распространенны й в технике М М волн п оля­
ризационный аттеню атор [97] содерж ит три секции,
входную и выходную , п редставляю щ ие собой переходы
от прямоугольного волновода к круглом у,
среднюю
вращ аю щ ую ся круглую секцию с резистивнои пленкой,
установленной в д иам етральн ой плоскости. П ри поворо­
те средней секции изм еняется угловое располож ение р е­
зистивной пленки относительно нап равлен ия вектора н а­
пряж енности электрического поля волны, в результате
изм еняется поглощ ение. В начальном полож ении вектор
напряж енности электрического поля волны перпендику­
лярен поверхности резистивной пленки. Это соответству­
ет м иним альны м потерям , вносимым аттеню атором. М а ­
ксим альное поглощ ение соответствует случаю , когда век­
тор напряж енности электрического поля волны коллинеарен плоскости резистивной пленки.
П ол яри зац и он ны е аттеню аторы имею т н езначитель­
ную частотную зависим ость вносимого зату х ан и я. О бы ч­
но ош ибка градуировки в диап азон е изменения за т у х а ­
ния до 50 д Б не превы ш ает ± 0 ,5 д Б . И зм енение ф азо ­
вого сдвига пренебреж им о м ало и обычно не превы ш ает
6° при м акси м альн ом затухании [88]. Н едостатком ат­
теню аторов явл яется сущ ественное увеличение н ач ал ь­
ных потерь и Ксг на частотах свыше 90 ГГц. П ар ам етр ы
139
поляризационны х аттеню аторов Д З-37 и Д З-38 [2 ]: д и а ­
пазон частот 37,5— 53,6 ГГц (Д З-37) и 53,6— 78,3 (Д З-38),
авнос=70 д Б , аначал=1 д Б ; Р = 0 ,5 Вт, погреш ность и зм е­
рения мощ ности ± 0 ,1 д Б .
Фиксированные ослабители, принцип действия которых осиоваи
на делении мощности, конструктивно представляют направлеииые
ответвители, основной капал которых нагружен на согласованную
поглощающую нагрузку. Фиксированное ослабление составляет от 3
до 30 дБ, а А ст< 1,3. Фиксированные ослабители поглощающего
типа [88], содержащие пленочный резистивный элемент в вертикаль­
ной плоскости симметрии волновода, обычно имеют вносимое зату­
хание 3, 6, 10 и 20 дБ, А ст< 1,1.
Квазиоптические аттенюаторы. Д л я ослаблен и я вол­
ны в лучеводах использую тся м еталлические периодиче­
ски е реш етки, поляроиды на дихроичны х кри сталл ах и
слои поглощ аю щ его диэлектри ка.
П ериодические реш етки позволяю т создать аттеню а­
торы с переменным ослаблением д л я лин ейн о-п оляри за­
ционных волн. Д в е п арал л ел ьн ы е реш етки, первая из
которы х м ож ет п оворачиваться вокруг норм али к п ло­
скости, а проводники второй перпендикулярны вектору Е
падаю щ ей н а первую реш етку волны, позволяю т п олу­
чить ослаблен и е волны
а ( д Б ) = 4 0 1 g s in ф ,
(4.3)
где ф — угол м еж ду проводникам и первой реш етки и
вектором Е. Т акой аттеню атор о тр аж ает волну, вектор
Е которой п ар аллелен проводникам реш еток. П оэтому
д л я сниж ения Кст в трак те реш етки ц елесообразно н а ­
клон ять так, чтобы н орм аль к плоскости реш етки с о ­
ст а в л я л а небольш ой угол с вектором Е. П ри этом о т р а ­
ж е н н ая волна вы водится из лучевода.
Выражение (4.3) справедливо при а < а м а к с . Величину амакс
Трудно сделать большей 35—40 дБ как из-за неизбежной малой непараллельности проводов (около Г ), так и из-за сложности изготов­
ления решеток с отношением d/p-+-l при р<Я,о. Так, при Ло=0, 8 мм
в идеальной решетке из круглых проводов диаметром d = 1 5 М 1Ш
с периодом р = 4 5 мкм потери иа отражение ам акс= (1—г®)=к30 дБ.
Для повышения амакс вместо периодических решеток следует
применять поляроиды на анизотропных кристаллах [99]. Характери­
стики некоторых анизотропных кристаллов в СБМ диапазоне при­
ведены в табл. 10.11. Поляроиды обеспечивают амакс до 70 дЬ. Не­
достатком аттенюаторов на основе дихроичиых кристаллов являются
более высокие, чем у решетчатых аттенюаторов, прямые потери
из-за поглощения в кристалле и отражение от него волны полезной
поляризации. Потери на отражение можно существенно снизить, при­
меняя согласующие покрытия [99].
140
В качестве квазиоптического аттеню атора м ож ет ис­
пользоваться и конструкция, п о казан н ая на рис. 4.5,г,
но призм ы в этом случае вы полняю тся из поглощ аю щ его
м атери ал а. В лучеводе в качестве аттеню атора м ож ет
использоваться и составная л и н за (рис. 4 .3 ,6 ). В этом
сл уч ае пром еж уток м еж д у лин зам и зап о л н яется смесью
неполярной и дипольной ж идкостей, которы е даю т си ль­
ное поглощ ение при незначительном увеличении «»• Д и ­
электрические свойства неполярны х и дипольны х ж и д ко ­
стей приведены в таб л. 10.8. Т ак, д л я смеси 3 % -н о го
РИС. 4.9. Избирательные ослабители волн Ноп и Нщ в круг­
лом волноводе с радиально-расположенными поглощающими
пластинами (а) и с продольными щелями (б)
ацетона с нонаном линзовы й аттеню атор на частоте
300 ГГц имеет линейную градуировочную зависим ость
потерь от толщ ины d слоя ж идкости (рис. 4.3,6) и н а ­
чальны е потери менее 0,5 дБ.
Аттенюаторы в многомодовых волноводах. В много­
модовых волноводах чрезвы чайно важ н ой зад ач ей я в л я ­
ется внесение избирательного ослаблен и я тех или иных
волн. И зб и рательны е ослабители (м одальны е о слаб и те­
ли или ф ильтры ) использую т либо поглощ аю щ ие п л а­
стины, либо и злучаю щ ие щ ели. Е сли поверхность тонкой
поглощ аю щ ей пластины перпендикулярна вектору н а ­
пряж енности электрического поля Е некоторой волны,
то эта волна о сл аб л яется м ало. Н апротив, если вектор
н апряж енности электрического поля Е волны находится
в плоскости пластины , то волна эф ф ективно п оглощ ает­
ся. И сходя из этого и зн ая структуры полей волн, кото­
рые нуж но поглотить или пропустить по волноводу без
потерь, мож но создать и збирательны е ослабители лю бых
волн. Т ак, на рис. 4.9,а п о казан такой избирательны й
ослабитель в круглом волноводе, пропускаю щ ий только
волны Ноп141
Аттенюаторы и избирательные ослабители, использующие излу­
чение из щелей выполняются таким образом, чтобы напряженность
магнитного поля волны, которую нужно ослабить, была найравлеиа
вдоль оси кольцевой щели. В этом случае щель перпенди(^уляриа
направлению поверхностного тока в стенке. Этим объясняется,
в частности, фильтрующее действие кольцевых волноводов круглого
сечения (см. § 2.3). Кольцевые щели пересекают продольные токи,
которые вызываются азимутальными компонентами поля Нц; волн
в волноводе. Эти компоненты отсутствуют лишь у волн Но,,, и по­
этому только эти волны не излучаются из кольцевого волновода.
Ч ерез продольны е щ ели в круглом волноводе и злу­
чаю тся волны, имею щ ие продольную компоненту м агнит­
ного поля Нг, т. е. Н -волны . Е-волны через продольны е
щ ели не излучаю тся. Р ас п о л а га я продольны е щ ели со­
ответственно в м акси м ум ах и миним ум ах напряж енности
магнитного поля
той или иной Н -волны , мож но о сл а­
бить одну из этих волн и пропустить по волноводу без
ослаблен и я другую . Н апри м ер, система четы рех си м м ет­
рично располож енны х продольны х щ елей излучает вол­
ны Ноп, Н щ , но пропускает без ослаблен и я волну Н 21
(рис. 4 .9 ), тогда к а к волна Н 21 ортогональной п о л я р и за­
ции эф ф ективно и злучается из волновода.
И зм ен яя длину щ елей или их число, разм еры погло­
щ аю щ их пластин и глубину их погруж ения в волновод,
мож но создать переменны е аттеню аторы различны х волн
в многомодовы х волноводах.
В м еталлодиэлектрических волноводах п рям оуголь­
ного сечения избирательны е ослабители [70] вы полня­
ются в виде полого диэлектрического волновода с нере­
зонансной толщ иной
стенок (6
T i m i / ' s — 1, m = l ,
2, . . . ) . П ри этом высш ие моды излучаю тся из волново­
д а (см. § 3.3). И зм ерительны е ослабители могут вы пол­
няться и в виде отрезка прям оугольного волновода, две
(противополож ны е) стенки которого сод ерж ат только
слой диэлектри ка нерезонансной толщ ины . Если эти
стенки п араллельн ы вектору Н волны Ь Н ц , то и зл у ч а­
ю тся волны LHmi и LErni, а их потери [70]
a„, = 7rm^8.L/2(/f„a)’= a ( s - 1)(1 - c o s 2k „6
где / — д ли н а ф ильтра; а — разм ер стенки волновода,
п араллельной вектору Е; 61 = 6^ д л я L H -волн и 61
1
д л я L E -волн. Если диэлектрические стенки п ар ал л ел ь ­
ны вектору Е-волны Ь Н ц , то ослаб ляю тся волны ЕН щ
_____
и LE,n и [70]
a.„ = 7 tV L 6 J 2 (K o 6 )= 6 (s - 1)(1 - cos 2 k „ 6 / s - 1),
142
Г
где Ь — разм ер стенки, перпендикулярной вектору Е,
62= 6^ д л я LE волн и 62 = 1 д л я L H -волн.
„
П риведенны е
ф ормулы
верны при
’
« я / 2ко6 < 1, т. €. когда частота значительно выш е кри ти ­
ческой д л я волны низш его типа.
А ттеню аторы н а Д П В . В Д П В энергия н ап равляем ой
волны одноврем енно переносится по Д В и вне его. П о
этому аттеню аторы с небольш им
динам ическим диапазоном регу­
г
лируем ого
ослаб лен и я
могут
бы ть созданы при воздействии
поглощ аю щ его
элем ен та
на
внеш нее электрическое поле во л ­
ны. К онструктивно таки е а т ­
теню аторы
подобны
ф а зо в р а ­
щ ател ям и вы полняю тся в виде
о тр езк а Д П В и поглощ аю щ ей
РИС. 4.10. Аттенюатор
пластины , перем ещ аем ой в пер­ на Д В с подвижной Mej
пластиной
пендикулярном оси Д В н ап р ав ­ таллической
лении
1ИИ [76].
l/OJ.
Для получения достаточно больших ослаЩ.ении>по^
элемент необходимо размещать внутри ДН. Д
У
ппрнки с
» .« р ь n o r » L » ™ » » .» е к ,
,и э л « т р » ,е = к о а
М ОСТИ
материала Д В ЩЗр иостоянст „а свободную от поглотителя
Г е Г хи ^о ^та = ^ " ^ Д И з Т к %
Г а , "о б е с п е ч и в а ^ ^ ^
р в е н и и п ™ Г м » Г с я " Г л и " н Г у ч а с т к а ДВ занятого поглоти­
телем, что приводит к изменению вносимого ослабления.
П остоянство ф азы ослабленного си гн ала обеспечива­
ется и в аттеню аторе, содерж ащ ем Делитель мощ ности
на двойном Т-образном соединении Д В (1). К онструк
ц ^ т а к Т о д е л и т с я мощ ности (рис. 4.10) содерж ит пол о ж н у ю м еталлическую пластину (2 ) , Р ^ в е р н у т у ю иод
углом 45° относительно входного и выходных плеч П ри
Перемещ ении пластины сечение Д В частично п ерекры ва­
ется м еталлической пластиной, что изм еняет сигналы
в выходных плечах аттеню атора.
4.5. С огласую щ ие устройства
В М М диап азон е волн вследствие достаточно м алы х
разм еров сечения одномодовы х волноводов
влияние на отраж ен ие сигнала о казы ваю т различного
рода неоднородности тракта. К ним относятся как иску -
ственно введенны е неоднородности, т а к и случайны е д е­
фекты, наприм ер, вы званны е неточностью сты ковки р а з ­
личны х элем ентов или деф орм ацией сечения волновода.
В лияние неоднородностей легче всего скомпенсиро­
вать, прим еняя короткозам кнуты е отрезки волноводов
(реактивны е ш лей ф ы ), вклю ченны е п арал л ел ьн о основ­
ной линии передачи [67].
Согласующие устройства на одномодовых волново­
дах. В М М д и ап азо н е волн ш ирокое распространение по­
лучили Е Н -согласователи, сод ерж ащ и е отрезки волно­
водов с подвиж ными короткозам ы каю щ им и порш нями.
Ш лейф в Е-плоскости волновода явл яется реактивной
нагрузкой, вклю ченной последовательно с основной л и ­
нией передачи, а с помощ ью ш лейф а в Н -плоскости осу­
щ ествляется п ар ал л ел ьн ое вклю чение реактивной^ н а­
грузки. П ри изменении полож ения поршней в ш лейф ах
теоретически м ож но получить лю бое значение реакти в­
ной нагрузки (в пределе + ° о ) . Н а п ракти ке очень боль­
ш ие значения н агрузки ограничены возбуж дением волн
высш их типов, а т а к ж е ’ внесением за счет ш лейфов не­
которого активного сопротивления и дополнительны х по­
терь. Эти эф ф екты в больш ей степени п роявляю тся при
укорочении длины волны. Е Н -согласователи регулирую т
к ак ам плитуду, так и ф азу коэф ф ициента отраж ен ия.
М аксим альны й Кст таких согласователей ум еньш ается
с повышением частоты (/Сст=30 при / = 1 8 ГГц и Кст=1
п р и / = 1 7 0 ГГц) [89].
Для согласования участков линии передачи с различными вол­
новыми сопротивлениями в ММ диапазоне волн применяются согла­
сующие трансформаторы штыревого типа [67], представляющие
собой реактивные шлейфы, включенные в Е-плоскости волновода.
Если два шлейфа отстоят друг от друга на ?^в/8 или ЗЛв/8, то при
определенной комбинации положений поршней в короткозамкнутых
шлейфах можно получить отраженную волну с Иеобходимой для
компенсации первичной волны амплитудой и фазой. Из-за малых
величин Я.В шлейфы обычно размещают в шахматном порядке ввер­
ху и внизу волновода. Согласующие трансформаторы обеспечивают
согласование Кст от 3— 4 до 6Сст^1,05.
В Д В И Д П В поле н ап равляем ой волны не огран и ­
чено геометрическими р азм ерам и волновода. П оэтом у
в них не сущ ествует понятия волнового сопротивления
в том смысле, к ак это принято д л я м еталлических вол ­
новодов.
К ром е того, лю бы е неоднородности тр ак та в Д В и
Д П В приводят к излучению си гн ала в первую очередь во
внешнее пространство и в меньшей степени к появлению
144
отраж енного си гн ала. В виду у казан н ы х особенностей со­
гласован и е какой-либо неоднородности в Д П В возм ож но
лиш ь с помощ ью плавны х переходов или путем создания
град и ен та диэлектрической проницаем ости по длине
волновода.
Н екоторое уменьш ение потерь на излучение при н а ­
личии резкой нерегулярности в Д П В (скачок сечения
Д В , Д П В с Д В равны х сечений, но с разны м и д и эл ек­
трическими проницаем остям и подлож ек) возм ож но при
смещ ении геометрических осей отрезков Д П В в месте
располож ени я нерегулярности [101].
Согласующие устройства в многомодовых волново­
дах. О собенностью этих устройств явл яется то, что вно­
симые в волновод неоднородности одновременно с полез­
ным эф ф ектом согласовани я рабочей волны создаю т не­
ж елательны й эф ф ект возбуж дени я п арази тн ы х волн.
П оэтом у при конструировании согласователей в много­
модовых волноводах нужно принимать меры д л я у ст р а­
нения или ослаблен и я возбуж дени я согласователем п а ­
разитны х волн.
РИС. 4.11. Согласователь для
многомодового волновода с метал­
лической вставкой.
П ри этом такой согласователь долж ен обеспечивать
миним альны й коэф ф ициент стоячей волны К с т д л я р аб о ­
чей волны.
Д л я этого могут быть использованы соотнош ения
[64— 66], из которы х следует, что симметричные не­
однородности в круглом волноводе*) вы зы ваю т преоб­
разован и е рабочей волны в волны с тем ж е ази м у тал ь ­
ным индексом т, причем в первую очередь в волну
с наиболее близкой к рабочей волне ф азовой постоянной
Bj. П оэтом у д л я согласовани я рабочей волны необходимо
ослаби ть возбуж дени е наиболее опасной паразитной
волны. Этого мож но достигнуть, наприм ер, в конструк­
ции, показанной на рис. 4.11. П а р ази т н а я волна с индек­
сом j в озбуж дается в сечениях А А и В В , причем ф азы
*) А именно такие неоднородности и целесообразно
в а т ь ДЛЯ с о гл а со в а н и я в круглом вол новоде.
10—3188
использо-
волн, возбуж денны х в этих сечениях, сдвинуты на я,
а ам плитуды одинаковы . Если расстояние / равн о длине
волны биений рабочей и j -й мод, то сум м арны е п рям ая
и об р атн ая /-н е волны будут отсутствовать.
Согласующие устройства в лучеводах. В лучеводах для согласо­
вания квазиоптических узлов и неоднородностей в тракте исполь­
зуются пластины переменной толщины, помещенные перпендикуляр­
но оси лучевода. Используя пластины из керамики в (том числе, из
поликристаллических ферритов) или из высокоомных полупроводни­
ков, имеющих е до 16 (см. табл. 10.3, 10.9), можно согласовать
практически любые неоднородности в лучеводе, изменяя толщину
пластины и ее положение в тракте.
4.6. С огласованны е нагрузки
В олноводны е нагрузки. С огласованны е нагрузки
предназначены д л я поглощ ения мощ ности при мини­
м альном ее отраж ении. В качестве поглотителей обычно
использую т объем ны е или пленочные элементы клино­
о б разн ой ф ормы . П оглотитель в виде тонкой м етал л и ­
зированной пленки д ает возм ож ность у м е н ь ш и в Дет и
сохранить неизменным волновое сопротивление. С увели ­
чением частоты растет Дет поглощ аю щ их н агрузок
(Д ,.,= 1 ,0 5 при / = 1 8 ГГц и Д ст= 1 ,1 5 при /= 1 7 0 Г Г ц ).
П оглощ аю щ ие нагрузки для Д П В обычно вы п олн я­
ю тся в виде тонких резистивны х пленок, нанесенных на
поверхность волновода или ж е в виде объемны х поглот1ъ
телей. К онструкция согласованной н агрузки д л я Д11В
с полиэтиленовой полоской {!) и ф торопластовой под­
лож кой (2) п о к азан а на рис. 4.12,а. С огласован и е н а­
грузки осущ ествляется применением плавны х согласую 1ЦИХ скосов Д В и поглотителя (5) и рифлением торцевой
поверхности п одлож ки. Дет н агрузки в д и ап азо н е частот
110— 160 ГГц не превы ш ает 1,05 и практически не зав и ­
сит от частоты.
К вазиоптические согласованны е нагрузки. С огласо­
ванны е н агрузки в лучеводах создать значительно легче,
чем в волноводах, используя излучение из л у ч ^ о д а от­
раж енной от диэлектрических тел мощ ности. П римеры
таких нагрузок с наклонны ми границам и приведены на
рис. 4.12,6, в.
Для получения очень малого коэффициента
< 1 0 - ’) пои больших мощностях лииеино-поляризоваинои волны на
грузка выполняется в виде кюветы, заполненной слабопоглощаюшей жидкостью (рис. 4.12.г). Окно ( /) кюветы наклонено к оси лу^ в о д а под углом Брюстера, а «ж жидкости близко к п материала
окна. Нагрузка (2) в виде смеси циклогексана и ацетона имела
в диапазоне 1,5— 0,5 мм К ст< 1,05.
4.7. П оляри заторы
П реобразован и е поляри зац ии волн в одномодовых
волноводах М М д и ап азо н а обычно производят с помощ ью
скрученны х отрезков волноводов. Д л я уменьш ения
скрутку д ел аю т достаточно плавной (/с— 15ло, аст << 1 ,1 5 ).
Для получения линейно-поляризованной волны в лучеводе
используются описанные в § 4.5 периодические решетки и анизотроп­
ные к р и и а ^ ы . Для преобразования линейной поляризации в
круговую или для получения взаимного поворота плоскости поляриза
Н И И используются принятые в оптике методы, использующие пластин Н толщиной V 4 и Л /2 . Для этого могут применяться двулучепреломляющие кристаллы, такие как кварц, ниобат лития, триглицинсульфат.
РИС. 4.12. Согласованные нагрузки:
а—поглощающая нагрузка для ДПВ;
б, в—квазиоптиче­
ские согласованные нагрузки; г-ж п дк остн ая поглощающая
нагрузка
146
Л инейн о-п оляри зован ная волна м ож ет быть п р ео б р а­
зован а в волну произвольной поляри зац ии с помощью
п реоб разовател я, содерж ащ его подвиж ны й о тр аж ател ь и
реш етку. Р еш етка о тр аж ает волну, вектор Е которой
перпендикулярен ее проводам и пропускает волну орто­
гональной п оляри зац ии . В р ащ ая реш етку вокруг оси,
перпендикулярной плоскости о тр аж ател я , м ож но регули­
10*
147
р о в ать ам плитуды отраж енной и прош едш их волн, а м е­
н яя расстояние I м еж д у реш еткой и о траж ател ем , и зм е­
н ять ф азу прош едш ей волны.
4.8. Н евзаим ны е устрой ства
П рименение сущ ествую щ их в С В Ч диап азон е н ев за­
имных ферритовы х устройств, таких как резонансны е
вентили, вентили на эф ф екте см ещ ения поля, а так ж е
Y-циркуляторов в М М диап азон е волн, ограничено многи­
ми ф акторам и . Г лавны м и из них являю тся; высокие н а ­
пряж енности подм агничиваю щ их полей; больш ие потери
в ф ерритах; м алое внутреннее сечение одномодовы х вол­
новодов в коротковолновой части М М диапазона.
В олноводны е ф ерритовы е вентили. Р езонансны е вен­
тили со д ер ж ат ф ерритовую пластину, разм ещ енную п а ­
р ал л ел ьн о узкой стенке волновода в области м акси м ум а
н апряж енности магнитного поля волны с круговой п оля­
ризацией.
При прямом распространении волны вращение вектора поляри­
зации ее магнитного поля не совпадает с направлением прецессии
вектора намагниченности в феррите. В этом случае наблюдаются
лишь чясто электромагнитные потери в феррите, обусловливающие
конечные вносимые потери. При обратном распространении волны
вращение вектора поляризации магнитного поля совпадает с направ­
лением прецессии вектора намагниченностя, что обусловливает при
некоторой напряженности подмагничивающего поля резонансное по­
глощение энергии волны внутри феррита.
Н апряж ен н ость подм агничиваю щ его поля на частотах
вы ш е 30 ГГц превы ш ает 10 кА/м. П оэтому в п ракти че­
ских р азр а б о тк ах резонансны х вентилей на эти частоты
использую т гексоф ерриты с больш ими внутренними по­
л ям и анизотропии. Р а зв я зк а в таких вентилях обычно
п ревы ш ает 20 д Б при прямы х потерях 2— 3 д Б в полосе
частот 3— 5 % •
В М М д и ап азо н е волн ш ирокое распространение по­
л учи ли вентили, использую щ ие эф ф ект смещ ения поля
в ф ерритах [102], сод ерж ащ и е ф ерритовую пластину
(1), располож енную вблизи узких стенок волновода
(рис. 4 .1 3 ,а). Н а поверхности ф ерритовой пластины р а з ­
м ещ ена поглощ аю щ ая н агрузка (2).
При прямом распространении волны (сплошная кривая) макси­
мум напряженности электрического поля волны вследствие гиротропных свойств феррита смещается к правой узкой стенке волно­
вода 11 потери волны обусловлены лишь электромагнитным погло­
щением в материале ферритовой пластины. Максимум напряженности
148
электрического поля волны, распространяющейся^ в обратном
направлении (штриховая кривая), смещается к левой узкой стенке
.волновода. В этом случае происходит интенсивное поглощение вол­
ны в резистивной нагрузке.
Вентили, использую щ ие эф ф ект смещ ения поля в ф ер­
р и тах , по сравнению с резонансны ми р аб о таю т при м ень­
ш их н ап ряж енн остях подм агничиваю щ их полей и в бо-лее ш ирокой полосе рабочих частот.
6)
д)
I
РИС. 4.13. Вентили;
а —ферритовый на эффекте смещения поля; б—резонансный
иа ДВ; в— на эффекте смещения поля с ДПВ; г— на эффек­
те смещения поля с полупроводниковой пластиной; о—вен­
тиль-фильтр с ферритовым резонатором
П ри увеличении рабочей частоты выше 30 ГГц и н а ­
п ряж енн остях подм агничиваю щ их полей менее 10 кЭ э ф ­
ф ект смещ ения поля в ф ерритах становится н езн ачитель­
ным. П оэтом у в невзаим ны х устройствах д л я д и ап азо н а
частот 40— 140 ГГц обычно используется эф ф ект в р ащ е­
ния плоскости поляри зац ии (вентили на эф ф екте Ф а р а ­
д е я ). Т акой вентиль [102] содерж ит два плавны х пере­
хода с волноводов прям оугольного сечения на круглое,
причем вы ходная секция развер н у та относительно вход­
ной на 45°. В секции круглого волновода р азм ещ ается
аксиально-нам агниченны й ферритовы й стержень.
Волна Ню прямоугольного волновода во входной секции пре­
образуется в волну Ни круглого волновода с ферритом. После
прохождения феррита плоскость поляризации волны поворачивается
на 45° по часовой стрелке относительно направления намагничиваю­
щего поля. В выходной секции вектор напряженности электромаг­
нитного поля волны оказывается перпендикулярным широким стен149
кам выходного прямоугольного волновода, и поэтому волна проходит
на выход устройства. При обратном распространении в выход­
ной секции плоскость поляризации волны повернута относительно
входной секции на 45°. При прохождении через ферритовый стер­
жень плоскость поляризации волны поворачивается еще на 45°, в ре­
зультате чего вектор напряженности электрического поля волны,
вернувшейся на вход устройства, направлен параллельно широким
стенкам волновода. Вследствие этого обратная волна попадает в ка­
нал с поглощающей нагрузкой или же может быть поглощена в тон­
кой резистивной пленке, размещенной в круглой секции параллельно
широким стенкам прямоугольного входного волновода.
Н евзаим ны е устрой ства на Д В . Б ольш инство н ев за­
имных устройств на Д В в настоящ ее врем я н аходятся
в стадии опытного м акетирования.
К онструкция резонансного вентиля содерж ит поли­
этилен овой волновод (1) прям оугольного сечения (рис.
4.13,6), закрепленны й на м еталлической п одлож ке {4).
Н а боковой поверхности полиэтиленового волновода р а с ­
п олагается п ластина ф ерри та (2 ). Д л я получения в по­
лиэтиленовом волноводе электром агнитного поля волны
с круговой п оляризацией используется м етал л и ч еская
п ластина (5 ). В озм ущ аю щ ее воздействие полюсов м а г­
нита устраняю т с помощью верхней и нижней м етал л и ­
ческих пластин. Н а частоте 75 ГГц прям ы е потери вен­
ти ля 3 д Б , полоса рабочих частот 4 % и р а зв я з к а более
20 д Б . П о мнению разработч и ков [105], потери в самом
ф еррите составляю т прим ерно половину сум м арны х по­
терь, а д р у гая часть потерь обусловлена п арази тн ы м и з­
лучением и з-за возм ущ аю щ его действия ферритовой п л а ­
стины. П ри использовании Д В с диэлектрической прони­
цаемостью , близкой к проницаемости ф еррита, м ож но
уменьш ить возм ущ аю щ ее воздействие ферритовой п л а ­
стины и, следовательно, потери на излучение.
Д л я создания невзаим ны х резонансны х устройств
в М М диап азон е могут быть использованы м агн и топ лаз­
менные явления в полупроводниках, в частности ц икло­
тронный резонанс в n -ln S b [103]. Опытные м акеты вен­
тилей, работаю щ их при тем пературе 77 К, имели на ч ас­
тоте 135 ГГц подм агничиваю щ ее поле 850 Э, обратную
р азв я зк у более 20 д Б и прям ы е потери около 5 д Б .
Некоторое снижение прямых потерь в вентилях на n-InSb удает­
ся достичь, используя эффект минимума магнитоплазменного отра­
жения от полупроводника, помещенного в продольное относительно
падающей иа него волны подмагничивающее поле [103]. Основные
преимущества такого отражательного вентиля реализуются в диапа­
зоне волн 0,3— 1,2 мм, где расчетные потери составляют около 1 дБ
при обратной развязке 12 дБ в подмагиичивающем поле напря150
5
.
-
женностью 1 кА/м. Экспериментальные
в квазиоптическом вентиле на волне длиной 0,93 мм и в магнитном
поле напряженностью 900 Э в 20 %-нои полосе частот прямые потери составляют 2—3 дБ, а обратные — более 9,5 дЬ.
Б ен ти ль на эф ф екте см ещ ения поля с использованием
Д П Б на м еталлической подлож ке (рис. 4.13,в) имеет
композиционный волновод, содерж ащ ий керамическую
полоску из АЬОз (1) разм ером 1,0 x 0 ,7 мм^ и пластину
никелевого ф ер р и та (2) высотой 1 мм и ш ириной 0,45 мм.
Д л я уменьш ения прям ы х потерь п о глощ аю щ ая пластина
(3) р асп о л агал ась на некотором расстоянии от ф еррито­
вой пластины.
При распространении в прямом направлении максимум напря­
женности магнитного поля волны в поперечном сечении композици­
онного волновода располагается между керамической полоской и
ферритовой пластиной. В результате эффекта с"*™®™"
обратном распространении волны происходит сдвиг мак
У
и всей области, занятой полем, к перифериинои ^Р"“™ % " °7сл уч ае
оииого волновода в сторону поглощающей
В
этом случае
происходит интенсивное затухание сигнала ^ "оглощающеи пласт^^^^^
Этот вентиль на центральной частоте f= 6 I ,2 5 ГГц им®"
потери 1 дБ, обратную развязку II дБ, полосу пропускания 250 М1щ
по уровню 8 дБ и напряженность подмагничивающего поля 4400 Э.
Э ф ф ек т см ещ ен и я п о л я су щ ес т в у е т и в н а м а гн и ч ен ­
ной п л а з м е п о л у п р о в о д н и к о в . К о н стр у к ц и я п о л у п р о в о д ­
н и к о в о го вен ти ля на эф ф ек т е см ещ ен и я п ол я [1 0 4 ] сот
д е р ж и т м ет а л л и ч еск и й ж е л о б к о в ы й в о л н о в о д ( / ) с Д Ь
(2) из АЬОз (рис. 4.13,г ). П олуп роводн иковая пластина
(3) из n -ln S b устан авл и в ал ась на верхней поверхности
Д Б вблизи боковой стенки ж елобкового волновода. Н е ­
взаим ность распростран ен ия волны Е м в ж елобковом
волноводе объясняется наличием эф ф екта смещ ения
поля.
СВЧ холловский ток в полупроводниковой пластине, индуциро­
ванный электрическим полем волны Его во внешнем магнитном поле,
^ о з б ^ д а е т Х Г ы высших типов желобкового волновода, электриче­
ское поле которых эллиптически поляризовано в плоскости пласти
яы П ри несимметричном расположении полупроводниковой пласти­
ны относительно плоскости симметрии желобкового волновода о б м ­
ети с различными значениями поляризации волн высших ™пов также
несимметричны друг относительно друга. Характер асимметрии
и знак поляризации в каждой из областей зависит от направления
распространения волны, что приводит ^вследствие различия Диэлек­
трической проницаемости намагниченной плазмы полупроводника для
лево- и правополяризованных волн к существенно различному рас­
пределению электромагнитного поля для прямой и обратной волн.
Это в конечном счете, обусловливает невзаимность фазы и различ­
ную диссипацию энергии в полупроводниковой пластине для прямой
и ’ обратной волны.
151
У казан н ая конструкция на частоте 37,5 ГГц имеет об­
ратную р азв язк у 24 д Б , прямы е потери 4 д Б и подм агничиваю щ ее поле н апряж енностью 1,1 кЭ. И спы тание
м акета в 2-мм д и ап азон е волн п оказало, что о б р атн ая
р а зв я з к а достигает 26 д Б при н апряж енности поля
8 кА/м. О днако прям ы е потери сущ ественно растут и со­
ставляю т 10 дБ .
Одним из путей создан и я невзаим ны х устройств на
Д Б явл яется использование ф ерритовы х резонаторов бе­
гущ ей волны [105]. Такой реж екторны й ф ильтр-вентиль
содерж ит Д Б (1) и связанны й с ним ферритовы й резо ­
н атор (2) в виде д иска или кольца (рис. 4.13,6). П ри
нам агничивании перпендикулярно плоскости ф ерритового диска в нем распростран яю тся д ве волны, бегущ ие по
и против н ап равлен ия часовой стрелки с разн ы м и ф а зо ­
выми скоростям и. Р егул и руя связь м еж д у ферритовы м
резонатором и Д Б и вы б и рая соответствую щ ее р ассто я­
ние м еж ду ними, мож но добиться практически полной
перекачки энергии, поступаю щ ей н а вход устройства, из
Д Б в ф ерритовы й диск. П ри обратн ом направлен ии р а с ­
пространения ф азовы е скорости волн в Д Б и волны п ро­
тивополож ного н ап равлен ия в ф ерритовом диске р азл и ч ­
ны. Б этом случае взаим одействие м еж д у Д Б и ферритовым диском практически отсутствует. Таким образом
осущ ествляется у п р ав л яем а я внешним магнитным полем
н евзаи м н ая связь Д Б и ферритового диска.
Э ксперим ентальны е и сследования показали, что в т а ­
ком устройстве в узкой полосе рабочих частот дости ж и ­
ма р а зв я зк а 25 д Б при вносимых потерях 0,5 д Б и
^ 4 мм [105].
Ц и ркуляторы . К онструкция волноводны х ц и рк улято­
ров м м д и ап азо н а, работаю щ их на эф ф екте Ф арадея,
Т аблица
4.3.
Ц и р куля т о р ы на эф ф ект е Ф арад ея
1. ГГц
1 8 ,0 - 2 6 ,5
2 6 ,5 40,0
3 3 ,0 —5 0 ,0
40,0—6 0 ,0
5 0 ,0 —75,0
6 0 ,0 —9 0 ,0
7 5 ,0 — 110 0
9 0 ,0 — 140,0
152
1.3
1,3
1,3
1,4
1,4
1,4
1.4
1,5
а , дБ
М аксим,
развязка, дБ
1 .0
1,5
2 ,0
2 .5
2 ,5
2 ,5
3 ,0
3 ,5
18
18
18
18
18
18
15
15
^ м а к с ' В’'
0 ,5
0 ,5
0 ,5
0 ,5
0 .3
0 ,3
0 ,3
0 ,3
ан ал оги чн а
известным
конструкциям
ц иркуляторов
[102] С Б Ч д и ап азон а. П ар ам етр ы пром ы ш ленны х ц и р ­
куляторов на эф ф екте Ф ар ад ея [89] представлены
а табл. 4.3.
Б М М д и ап азон е волн та к ж е прим еняю тся ц и р к у л я­
торы [102], сод ерж ащ и е Y-разветвление волноводны х
линий и ф ерритовую ш айбу или цилиндр, р асполож ен ­
ный в центре разветвл ен и я (рис. 4 .1 4 ,а). П ринцип ра'боты Y-ц и ркулятора мож но объяснить следую щ им о б р а­
зом [102]. И звестно, что Y-разветвление д елит мощ-
5)
d ,d S
IB
/ V
/
и
8
-4
-В
,
РИС. 4.14. Циркуляторы:
а—Y-циркулятор;
б— квазиоптический
циркулятор на эффекте Фарадея; в —
параметры квазиоптического циркулято­
ра
231 236 241 24В 251 256
ность, падаю щ ую из плеча 1, пополам м еж ду плечами 2
и 3. Н ам агниченны й ф еррит п ереи злучает в плечи 2 и 3
волны Е '21 и Е 'з1. П ервичны е волны Ё 21 и Е 31 в плечах 2
и 3 ц и рк улятора в силу симметрии сочленения синф азны
и равны по ам плитуде. А м плитуда и ф а за излученных
волн Е'21 и Е 'з1 зави сят от п арам етров ф ер р и та, его р а з ­
меров и н апряж енности подм агничиваю щ его поля. С оот­
ветствую щ им выбором этих п арам етров м ож но подо­
б рать волны Е21 и Е '21 примерно равны м и по ам плитуде
и ф азе, а волны Е 31 и Е '31 противополож ны ми по ф азе и
ам плитуде. Б этом сл уч ае энергия волны из плеча 1 б у ­
д ет полностью п еред аваться в плечо 2. Б си лу сим м ет­
рии устройства волна из плеча 2 будет попадать в плечо
3, а из плеча 3 — в 1. Таким образом , устройство рабо153
тае т к ак ц и ркулятор, передаю щ ий мощ ность волны в н а ­
правлении плеч 1-Э-2-Э-3-Э-1.
Напряженности подмагничивающнх полей циркуляторов дорезо­
нансного типа обычно не превышают 1000 А /м. Однако вследствие
критичности размеров ферритового диска и невозможности его опти­
мального согласования со всеми плечами достигнуть оптимальных
значений параметров Y-циркуляторов волноводного типа затрудни­
тельно. В настоящее время уж е разработаны опытные макеты вол­
новодных циркуляторов для диапазона частот 41— 103 ГГц, имею­
щих вносимые потери 0,2— 0,4 дБ при развязке, превышающей 20 дБ
н А ст< 1,2.
Трудность создания циркуляторов на Y-сочленении Д В заклю­
чается в том, что прн углах между выходными волноводами более
10° существенно растут потери на излучение. Поэтому опытный ма­
кет циркулятора, содержащего Y-сочленение полосков из AI2O3 на
металлической подложке имеет прямые потери 5 дБ, развязку 20 дБ
в полосе частот 1,5 ГГц на рабочей частоте 62 ГГц.
Квазиоптический циркулятор. С хема ц и рк улятора,
работаю щ его на эф ф екте Ф арадея, приведена на рис.
4.14,6. Л инейн о-п оляри зован ная волна (пучок) посту­
пает в плечо 7 ц и ркулятора, проходит через реш етку
(7), проводники которой п ерп ен ди кулярны вектору Е
п адаю щ ей волны. П лоскость реш етки н аклон ен а к век­
тору Е волны н а угол 45°. З атем волна проходит через
продольно намагниченны й ф ерритовы й об разец (5 ). П ри
этом плоскость поляри зац ии волны поворачивается на
угол 45°. Р еш етка (2) р асп ол агается так , что ее п ровод­
ники п араллельн ы вектору Е поля этой волны. П оэтом у
волна о тр аж ается от реш етки и поступает в плечо II.
П оступаю щ ая из плеча I I волна той ж е поляри зац ии от­
р аж аетс я от реш етки 2, проходит через ферритовы й об ­
разец, при этом происходит поворот п оляри зац и и ещ е на
45°, волна о тр аж ается от реш етки 1 и поступает в плечо
III. И з плеча I I I волна попадает в плечо I V. Н а ф и кси ­
рованной частоте ф ерритовы й об разец м ож ет быть со­
гласован путем п одбора о б р азц а такой толщ ины , что при
повороте плоскости п оляри зац и и на угол 45° (что опре­
дел яется значением Яо и Ца ф еррита, см. гл. 10) / =
= т/гЛ ,/2 , где m — целое число; п — коэф ф ициент прелом ­
ления ф еррита. Т ипичная х арактери сти ка такого ц и рку­
л я т о р а н а ф еррите 10СЧ6 толщ иной 3 мм при н ап р яж е н ­
ности п одм агничиваю щ его поля Я о = 1 5 0 0 Э приведены
н а рис. 4.14,0 [106].
Образец феррита может быть согласован с помощью просвет­
ляющих покрытий нз композиционного материала (феррит — фторопласт-4). Прямые потери (сплошная кривая) в циркуляторе на вол­
нах 1,85—2,0 мм составляют менее 1 дБ, а на волнах 0,8—0,95 мм —
менее 2 дБ (штриховая кривая — обратные потери).
154
В заклю чение отметим, что больш инство рассм отрен ­
ных конструкций невзаим ны х устройств в коротковолно­
вой части М М и С БМ диапазонов волн находится в ста­
дии опытного исследования и ещ е не освоены промы ш ­
ленностью .
{З
ГЛАБА
Измерение полей в квазиоптических
системах
5.1. Методы непосредственного измерения
Р а зр а б о т к е квазиоптических волноведущ их трактов
и устройств на их базе, а так ж е электровакуум ны х и
полупроводниковы х генераторов М М и С Б М д и ап азо н а
с откры ты ми резонансны ми системами, таких к ак 1 Д и ,
полупроводниковы е квазиоптические генераторы , П ЬМ
л азер ы , предш ествую т и сопутствую т исследования к в а ­
зиоптических резонаторов и лучеводов с помещ енными
в них неоднородностям и в виде зам едляю щ и х систем,
диф ракционны х реш еток, цилиндрических и п рям оуголь­
ных углублений и кан аво к на зе р к а л а х [107— 109]. и д н о
из важ ны х мест в этих исследованиях зан и м ает и зм ере­
ние распределения электром агнитны х полей, так к ак в
квазиоптических устройствах ф орм ирование необходимо­
го распределения поля играет определяю щ ую роль.
Основными изм еряем ы м и характери сти кам и полей
явл яю тся его ам плитудное А ( х , у, z) и ф азо во е ц>(х, у,
z) распределения, а т ак ж е поляризационны е х ар актер и ­
стики Б зависим ости от физического взаим одействия
зо н д а с электром агнитны м полем методы измерения по­
лей д ел ятся на три основны е группы: активное и р е а к т и в ­
ное зондирование и ради отерм ограф ия. Б зависимости от
поставленной экспериментальной зад ач и , м етода и при­
м еняемой ап п аратуры информ ацию об электром агн и т­
ном поле получаю т в виде сечений распределения, зап и ­
санны х на самописце, в виде рельеф а ам плетудного и
ф азо в о го распределения после обработки на Э Ц Б М ли ­
бо в виде общ ей картины поля на экр ан е электронно-лу­
чевой трубки с запом инанием или на терм ограф ическом
экран е. П олучение видимых изображ ений электром агни т­
ных полей носит н азван ие визуализации поля.
155
Общ ей д л я всех методов исследования полей в М М
и особенно в С Б М д и ап азон ах длин волн явл яется про­
блем а ухудш ения разреш ения, чувствительности и уве­
личения погреш ности измерений при укорочении длины
волны. Д ости гнутая к настоящ ем у времени точность и з­
мерений л еж и т в п ределах (1— 5 )-1 0 Е
Н а практике ш ирокое применение находят методы
непосредственного измерения. М етод непосредствейного
или активного зондирования наш ел применение во всех
д и ап азо н ах волн, в основ­
ном в антенных измерениях.
Он ш ироко используется и
при исследовании квази оп ­
тических систем, т а к к а к
дает не только качествен ­
ные, но и количественны е
результаты , хотя его прим е­
нение соп ровож дается неко­
торыми трудностями, св я ­
занны м и с больш им вноси­
мым возмущ ением и м алой
РИС.
5.1.
Функциональная
схема устройства для иссле­
разреш аю щ ей способностью
дования преобразования
по­
(не лучш е 0,5А).
верхностных волн в объемные
Ф ункциональная
схема
для исследования поля а к ­
тивным методом вклю чает в себя источник излучения с
контрольны м трактом , исследуемое устройство, зонд с из­
мерительным трактом и регистрирую щ ую апп аратуру.
Б качестве зонда используется руп орная антенна с д е­
тектором, если требуется вы сокая чувствительность, или
откры ты й конец волновода, если требуется повысить
разреш ение. Ч тобы исклю чить явления п ереотраж ения,
установку д л я исследования полей помещ аю т в безэховую кам еру. Д л я прим ера на рис. 5.1 п оказан а типовая
схема устройства д л я исследования п реобразован ия по­
верхностных волн в объем ны е [107]. Эксперимент сво­
дился к определению числа и н ап равлен ия расп р о стр а­
нения пространственны х гармоник, поляризации и зл у­
чения и мощности диф рагированного поля.
К листронны й генератор с контрольны ми цепями и
р азв язк ам и через металлический волновод (1) в о зб у ж ­
д ает волновод поверхностной волны (2 ). Б установке
используется диэлектрический волновод эллиптического
сечения с диэлектрической проницаемостью е = 2 ,5 . С по)56
МОЩЬЮ ж есткого ш аблона из пенополистирола он з а ­
креплен н ад реш еткой (5). П риемны й рупор с детекто­
ром {4) р асп ол агается на поворотной ш танге. Ось пово­
ротной ш танги находится в плоскости диф ракционной
реш етки. Д л я получения реж им а бегущей волны
волновода (2) нагруж ен на согласованную н агрузку (5 ).
На аналогичной установке исследовались желобковые волны,
, возникающие в открытом резонаторе с протяженной неоднородно­
стью |П 5Ц . Разработка твердотельного генератора на диоде 1 анна
с квазиоптическим резонатором, например, требовала исследования
собственных частот, добротности и распределения полей в открытом
резонаторе с прямоугольной канавкой на плоском экране. И канавке
вазмещается диод Ганна. Методом пробного тела (см. § 5.2) сни­
мались распределения полей в резонаторе. При несогласовании пол­
ного сопротивления диода Ганна и резонатора часть энергии пре­
образовывается в желобковые волны, распространяющиеся вдоль
каиавки и высвечивается в свободное пространство. Изменяя геометрические размеры канавки (глубину и ширину), удается свести
эти потери к минимуму и повысить эффективность работы генера­
тора. Измерение высвеченных полей проводилось методом активного
зонда с движением антенны по двум угловым координатам.
Д л я повыш ения разреш аю щ ей способности и умень­
шения вносимого возмущ ения используется метод, з а ­
нимаю щ ий промеж уточное полож ение м еж ду активным
и реактивны м. Такой метод с успехом прим еняется для
исследования ближ них полей, которы е определяю т мно­
гие основные характери сти ки антенн, систем электрон ­
ный пучок — зам ед л я ю щ ая структура и др. М еталли че­
ский диполь длиной (0,1— 0,2) А, выполняю щ ий роль а к ­
тивного зонда, пом ещ ается в исследуемое ближ нее поле,
которое рассеи вается диполем и переизлучается в сво­
бодное пространство. С помощью сканирую щ его устрой­
ства зонд перем ещ ается вдоль исследуемого объекта.
Б дальней зоне системы р азм ещ ается рупорная прием­
ная антенна, приним аю щ ая рассеянны й сигнал и р аспо­
л о ж ен н ая таким образом , чтобы без зонда прием излу­
чения отсутствовал.
Бнесение активного зонда в откры ты й резонатор при­
водит к сры ву колебаний ввиду больш их вносимых воз­
мущений. Р езон аторы с частично прозрачны м и з е р к а л а ­
ми хорош о согласую тся с квазиоптическими волновода­
ми или сл у ж ат д л я ф орм ирования пучка излучения в
откры том пространстве. П оле вблизи полупрозрачного
зер к ал а повторяет структуру поля в резонаторе. И споль­
зуя это свойство, м ож но исследовать типы колебаний
откры ты х резонаторов методом активного зондирования,
157
и к а д р о в ая синхронизация осущ ествляется допол­
нительными отверстиям и на диске. С игнал фотоприем ­
ника сум мируется с (/-координатой р астр а и д ает рел ь­
ефное изображ ен и е сечения волнового пучка. Ьсли сиг­
н ал подается на электрод Э Л Т , модулирую щ ий яркость
луча, получается плоское яркостное изображ ен и е сече­
ния волнового пучка.
Таким образом , при переходе в С Б М д иапазон у д а ­
ется сохранить высокое разреш ение не традиционны м
сканированием приемной рупорной антенны, а р р л о ж е нием поля по строкам с помощью сканирую щ ей д и аф ­
рагмы .
р асп о л агая зонд за полупрозрачны м зеркалом . Н а рис. 5.2
и зо б р аж ен а ти повая схем а такого исследования. О т­
кры ты й резонатор состоит из сферического з е р к а л а (!)
и частично прозрачного зер к ал а (2). В эксперим ентах
[107] использовались зер к ал а из проволочны х реш еток
с коэффициентом отраж ен и я по мощности около 98 %
(Я ,= 2 мм, ш аг реш етки 1 мм, диам етр провода 0,4 мм)
или сф ерические зе р к а л а , изготовленны е из плавленого
квар ц а с нанесением реш етки методом вакуум ного напы ­
ления. О собое внимание уделяется изготовлению зонда
(3). П рим еняю тся зонды в виде рупора м алого раскры ва, откры того тонкостенного конца волновода или су­
ж аю щ егося по узкой стенке откры того конца волновода.
П ространство за зондом и сам зонд экранирую тся погло­
тителем (4). Ч увствительность зонда зависит от эф ф ек ­
тивной площ ади раскры ва,
а р азреш аю щ ая способность
находится в обратной за в и ­
симости от площ ади раскр ы ­
ва. П оэтому при вы боре ти ­
па зонда руководствую тся
условиям и
эксперим ента.
З н а я ам плитудное расп р е­
деление поля на нескольких
расстоян и ях
от частично
прозрачного зер к ал а, м ож ­
но исследовать ф орм иро­
РИС. 5.2. Исследование полей
открытого резонатора с полу­
вание волнового пучка в
прозрачным зеркалом методом
пространстве.
активного зонда
У стройства со скан иро­
ванием приемника с укороче­
нием длины волны теряю т свои преимущ ества. Р а з л о ж е ­
ние поля по строкам при неподвиж ном приемнике м о ж ­
но осущ ествить с помощью диска Н ипкова. В работе
[110] для визуализаци и поперечного распределения по­
л я С Б М л а зе р а (Я.^300 мкм) использовались низкотем ­
пературны й чувствительный ф отоприемник и диск д и а ­
метром 23 см. С помощью отверстий, располож енны х
на одновитковой спирали А рхимеда, поле р азл агается
на 15 строк. Р азм е р ы кадрового окна долж н ы превы ­
ш ать сечение исследуемого пучка. З а кадровы м окном
р асполож ена полиэтиленовая лин за с фокусным рассто­
янием, подобранным так , что излучение ф окусируется
на окно кри остата охл аж д аем ого приемника. С трочная
158
5.2. Резонансные методы измерения амплитудного
распределения полей
В откры ты х резон аторах, обладаю щ и х высокой до­
бротностью, исследование амплитудного распределения
электром агнитного поля возм ож но только при его с л а ­
бом возмущ ении. В противном случае в возм ущ аем ом
резон аторе произойдет и скаж ение поля или возникнут
колебания других типов. М алое возмущ ение достигается
при внесении в откры ты й резонатор зондов, разм ер ы ко­
торых м алы по сравнению с длиной волны.
Д л я обоснования м етода внесения м алого зонда —
пробного тел а — в резонатор д л я исследования полей
Ю. М. Ц ипеню к рассм отрел возбуж дение откры того ре­
зон атора электрическим диполем с моментом Ре и пове­
дение ш арика радиусом го, помещ енного м еж д у зе р к а ­
лам и резон атора [111]. С читая пробное тело источником
колебаний, мож но определить смещ ение частоты и умень­
ш ение добротности резон атора за счет радиационны х по­
терь, т а к к ак образую щ иеся электрический и магнитный
диполи излучаю т в свободное пространство. Д л я резо­
н атора с помещ енным в него пробным телом вы полня­
ется условие, полученное из определения добротности
к а к отнош ения энергии, запасенной в резонаторе, к по­
терям за один проход:
1 / Q ii=
Q cB+1/ Q h3«,
(5.1)
где Q h — н агруж ен н ая добротность; Qo — собственная
добротность s-ro колебания; Q cb — добротность связи;
Qin.T — добротность излучения.
I
159
В еличина 1/Ризл определяется вы раж ением
1/д„зл = 2№гбо/31Л/а1,
где iVs — норма s-ro колебания.
С м ещ ение частоты A(x)s/4)a=-—F r \ / 2 N s ,
где
(5.2)
И з вы раж ений (5.1) и (5.2) видно, что изменение н а ­
груж енной добротности, а следовательно, и вносимое
зату х ан и е зави сят от разм еров пробного тел а (г®о) и
напряж енности поля в точке, где оно находится. С двиг
частоты та к ж е зави си т от разм еров пробного тел а (г о)
и интенсивности поля.
Т аким образом , внесение тел а в открытый резонатор
п озволяет исследовать поле по смещению частоты , р а с ­
сеянном у полю или энергии, выводимой из резон атора
через элем ент связи. Это становится ясным, если зап и ­
сать вы раж ен и е д л я энергии, выводимой из резон атора
[1 0 7 ]:
Ц 7 з ,„ = ( Ц 7 о /д е в ) ( 1 - 1 /Р и з л ) ,
(5-3)
где Wo — энергия, н акопленная в резонаторе.
П риведенны е здесь рассуж ден и я справедливы для
случая, когда связь резон атора с нагрузкой не меняется
при внесении пробного тела и переизлучение пробным
телом столь м ало, что не вы зы вает возникновения коле­
баний других типов, кроме исследуемого. Это вы п олн я­
ется прн условиях: кго<^ \ и /г V^s[ir„
1•
Р еал и зац и я рассмотренного принципа измерения р ас­
пределения полей осущ ествляется следую щ им образом .
В резонатор пом ещ ается рассеиваю щ ее или поглощ аю ­
щее тело с разм ерам и , значительно меньшими длины
волны. П робное тело с помощью механического устрой­
ства движ ется по заданной траектории. Ч ащ е всего —
это движ ение по растру или движ ение по линиям Равных
ам плитуд, если механизм ом движ ения уп равл яет ЭЦ В М .
Д ви ж ени е осущ ествляется в плоскости, п ерпендикуляр­
ной оси резон атора, если исследую тся резонаторы ср а в ­
нительно простой конфигурации, или ж е в других п ло­
скостях, если исследуется резонатор слож ной кон­
фигурации или поля вблизи помещ енных в резонатор
неоднородностей [108].
160
П робное тело проходит области резон атора с ^ о й или
иной напряж енностью поля. В точке с больш ей н ап р я­
ж енностью поля зонд рассеивает или поглощ ает боль­
шее количество энергии, в точке с меньшей н ап р яж ен ­
ностью — меньшее. Н агруж ен н ая добротность меняется
соответственно. Если зонд находится в области р езо н а­
тора, где поле отсутствует, добротность не меняется во­
общ е. Таким образом , изменение нагруж енной доброт­
ности обратно пропорционально напряж енности поля в
точке, где находится зонд, а изменение рассеянной энер­
гии и сдвиг частоты прямо пропорциональны н ап р яж ен ­
ности поля. Д ан н ы е о полож ении зонда в объем е резо­
н атора передаю тся на регистрирую щ ее устройство. Д л я
визуализаци и полей и количественных оценок чащ е ис­
пользуется регистрация рассеянного поля или энергии,
выводимой из резон атора (5.3). С двиг частоты исполь­
зуется реж е, так как зависим ость сдвига от н ап р яж ен ­
ности поля менее вы раж ен а.
К установкам д л я измерения полей в резонаторах
п редъявляю тся следую щ ие требования: возм ож ность к а ­
чественных и количественных оценок поля, линейность
в определении координат зонда и напряж енности полей,
м алы е погреш ности, простота устройства и эксплуатации.
В качестве примеров реали заци и перечисленны х ме­
тодов приведем наиболее удачны е и простые техниче­
ские реш ения.
В первых раб отах [111] по исследованию полей в от­
крытых резон аторах использовались стабильны е по ч а­
стоте источники С В Ч сигналов. Это связано с тем, что
допустимые относительны е уходы частоты за время и з­
мерений долж ны быть не ниж е Q“ ‘. П оскольку откры ты е
резонаторы имеют добротность Q = 1 0 ^ 10°, прим еня­
лись системы частотной автоподстройки, обеспечиваю ­
щие н естабильность частоты около 10“ ®за 1 ч.
П редлож енны й в [И 2 ] метод явл яется м одиф ика­
цией м етода м алы х возмущ ений и позволяет изм ерять
поля в откры ты х резон аторах с помощью поглощ аю щ его
тел а, не н ак л ад ы в ая ж естких требований на стаби ль­
ность частоты источника С В Ч колебаний. И сследуемы й
откры ты й резонатор возбуж дается м одулированны м по
частоте излучением. С игнал детектора, установленного
«на проход», поступает на ш ирокополосный осцилло­
граф . Р азв ер тк а зап ускается модулирую щ им н ап р яж е­
нием, В резул ьтате наблю дается ряд резонансны х пиков,
11— 3188
'61
соответствую щ их собственным типам колебаний, р азн е­
сенных по частоте на величину, обусловленную конфи­
гурацией резон атора. А м плитуда пиков определяется д о­
бротностью резон атора д л я каж д ого вида колебании и
степенью связи.
В объем резон атора вносится м алое сильно погло­
щ аю щ ее энергию С В Ч колебаний тело (ш арик) из чер­
ной резины или полиэтилена с больш им содерж анием
саж и . П ри достаточно м алы х разм ер ах поглотителя по
сравнению с резонансны м объемом ум еньш аю тся до-
Тг®
/In
■*-------- «
РИС 5 3 Функциональная схема установки для исследования
ампл’я тудного распределения поля в открытых резонаторах
от полож ения зон да, мож но получить распределение по­
ля. Д л я обработки результатов целесообразно вычис­
лить табли цы /(.g).
Известно несколько модификаций У«аиовок для и ссл ед^
распределения полей в открыты.х_ резонаторах “ " о д о м малых воз^
мущений. Для исследования полей в резонаторах сложной
оацни [108] с учетом опыта других авторов [107, 111, 112J нами
была оазработана установка, позволяющая исследовать амплнтудS e р а с ^ Е н н ! поля. Основной отличительной особенностью уста­
новки является возможность измерения Р®™ред^ения полей близ­
ких по частоте типов колебании открытого резонатора.
В установке использовались выпускаемые сериино
исключ^нем сканатора, блока управления
*
члрментов СВЧ трактов! и специальных усилителен. На рнс. 5.3 по
^ з а н а ее функциональная схема. Сигнал
“бразно промоду^^^^^^
ванного по частоте клнстронного генератора (Гi) через вентиль
аттенюатор поступает на вход исследуемого открытого резонатора
(/)
Контрольный канал, содержащий широкополосный уснлнтел
(2) обеспечивает наблюдение зоны генерации клистрона на двухлу
четом осциллографе С1-16 (3 ). развертка которого сянхронизируется
модулирующим пилообразным напряжением.
или спектр резонатора, наблюдается на втором луче осциллографа.
На выход открытого резонатора включается детектор и второй шнрокополасный У™™
^ устанавливаются в юстировочных узлах,
оазм еХ ем ы х на нзме'рит^ьной машяне ИЗМ-ЮМ ялн «а катето­
метре КМ-8. Одно из зеркал цмеет узел перемещения вдоль осн
ое’ отатопа 1псь z^ . Рассеивающий или поглощающни зонд (3) пере£,ещтотся в'плоскости, перпендикулярной осн резонатора, по коор­
динатам X (строчная развертка) и у (кадровая
£ ^ ь ю сканатора (рнс. *5.4). В нем предусмотрены меры по исклю-
бротность и ам пли туда резонансного пика основного или
высш его типа колебаний без зам етного изменения их
резонансны х частот. Т а к к а к х арактери сти ка детектора
квад р ати ч н а, а осевы е составляю щ ие полей в откры ты х
резо н ато р ах незначительны , то поле в точке, где поме­
щен зонд, связан о с ам плитудой си гн ала на осц и л логра­
фе соотношением
Р ( Х . у , 2 )/£ '« а к с= Я (Д 7 у, 2 )/Я „ а к с = с /(^ ),
гд е /(?) = Г'^Л1-1/'Е)''Л Ц х . у . z) = A(jr. у . z ) j Kr
Ло — ам плитуда си гн ала исследуемого типа колебаний
при отсутствии поглощ аю щ его зон да; h ( x , у, z )
ам пли ­
туда си гн ала в точке с коорди натам и х, у, z , где нахо­
дится зонд; с — нормирую щ ий множ итель.
Д л я к аж д о го изм ерения он оп ределяется из условия
\ Е ( Х, у,
Z
) / £ 'м а к с | - м а к с =
1 .
РИС. 5.4. Внешний вид сканатора
С ним ая зависим ость изменения ам плитуды гЦх, у, г)
162
И*
163
ченню вибраций пробного тела прн его движении в пространстве
о т Х т о г о р езо м то р а. Управление сканатором осущ ествляется с по­
м о щ ь ю
н есм ж н о го автом ата (5 ). Сигаалы. пропорциональные ко­
ординатам х к у зонда, снимаются с двух потенциометров н подают^
ся на входы X к Y запоминаю щего осциллографа 67—8
логоаФ используется в режиме яркостной модуляции луча ЭЛТ при
ш д а ч ? н Г у п р а м я ю щ и й электрод сигнала с Регистрирующей цепи,
которая вклю чает в себя ограничитель снизу (7) и два усилителя,
напряжения (8) и мощности (9 ). Ограничитель предназначен для
п о в ы ^ Т я чувствительности определения амплитудного распределе­
н и я
поля Д е й с т в „ т ^ ^
к ак п оказал эксперимент, ограничивая нмпvльc снизу используя только «верхушку» резонансного импульса и
усиливая его в дальнейшем, м ож но добиться того, что д аж е слабое
м н я н н е зонда на поле колебаний ннзкодобротных тапов м ож ет быть
уверенно зарегистрировано и визуализировано на Э Л 1 .
Д ля получения количественного результата в любом сечении
плоскости перпендикулярной осн открытого резонатора, регнстриплоскости, пер
А } в руется выходной сигнал с открытого ре­
зонатора на двухкоордннатном самопис­
це ПДС-021 (10). С этой целью усилен­
ная вершина изменяющегося по ампли­
S hop
туде резонансного импульса, минуя
усилитель мощности (9 ), подается на
вход преобразователя напряжения ( I I ) ,
на другой вход которого подается
опорное напряжение с выхода генера­
тора пилообразного напряжения. Сиг­
нал с выхода преобразователя подается
на Y-вход самописца. Автомат (5) по­
зволяет передвигать зонд как в гори­
зонтальном, так и в вертикальном на­
РИС. 5.5. Схема включе­
правлении.
Осуществив необходимую модифи­
ния фяльтрующего от­
кацию функциональной схемы установки,
крытого резонатора
мож но добиться визуализации каж дого
нз близко расположенных по частоте типов колебаний, на которые
? ^ Х а ю т с я некоторые типы колебаний в с л о ж н ы х резонаторах.
Для этого сигнал с выхода исследуемого открытого резонатора
(ИОР) (см. рис. 5.5) через ЕН-тройннк подается в контрольный
канал и на вход высокодобротного фильтрующего открытого резо™ а (Ф О Р). С помощью фильтра выделяется нсследуемыи тип
колебаний с последующей обработкой по описанной методике.
Р азв и ти е эксперим ентальны х методов, повыш ение
требований к точности эксперим ента, а та к ж е увеличе­
ние объем а эксперим ентальной информ ации привело к
необходимости и спользовать Э Ц В М при проведенвд экс­
периментов и обработке результатов. П рименение
в эксперим ентальны х радиоф изических ком плексах до­
статочно полно обосновано В. П . Ш естопаловы м и со^^^Р ассм отренн ы е зд есь работы [107, 109, 111, И З ] от­
р а ж а ю т поэтапное разви ти е автом атизаци и исследова­
164
ния распределения полей — от первоначального прим е­
нения простых автом атических скан аторов до создан и я
ком плекса с применением Э Ц В М д л я управлен ия экс­
периментом и обработки результатов [ И З ] . П ри ис­
пользовании Э Ц В М периферийным оборудованием я в л я ­
ется и зм ери тельная ап п ар ату р а и сканирую щ ее Устрой­
ство. В работе [И З ] об раб отка данны х вел ась на Э Ц В М
М -222 програм м ы управлен ия и обработки данны х вы­
полнены на язы ке А Л Г О Л -60. Н а рис. 5.6 п редставлен а
зон дограм м а поля в откры том резонаторе на уровнях от
0,1 ± 0 ,1 до 0 ,9 ± 0 ,1 м аксим ального значения ам плитуды
поля.
Э ксп луатац и я данного ком плекса п о к аза л а зн ачи ­
тельны е преимущ ества в скорости проведения экспери­
м ента, точности и удобстве
пользован и я получаемой инф ормацией.
С канирую щ ее
устройство ком плекса выпол- ~
нено на ш аговы х д ви гател ях
и обеспечивает дискретное
РИС 5 6 Зондограмма амплятудного распределения поля
в открытом резонаторе, полученная на экрана ЭЛТ осцилло­
графа с запоминанием (о) н на АЦПУ ЭЦВМ (б)
перем ещ ение пробного тела. И зм ерения проводятся в мо­
мент остановки пробного тела. Эксперименты проводи­
лись в д и ап азон е длин волн 8—4 мм. Н а нащ взгляд,
применение дискретного перемещ ения пробного тел а в
более коротковолновом диап азон е нецелесообразно, т а к
к а к вы зовет больш ие погреш ности, связан ны е с ви б р а­
цией зонда в момент остановки и проведения измерения.
165
П огреш ность изм ерения амплитудного распределения
полей зависит от нескольких ф акторов. И н струм ен таль­
н ая погреш ность измерения, оп ред ел яем ая погреш но­
стью прим еняем ы х приборов (самописцы и уси ли тели),
не превы ш ает 3 % . П огреш ность метода измерений, з а ­
висящ ая в первую очередь от разм еров пробного тела
и добротности использованного в эксперименте откры то­
го резонатора, о п ред елялась эксперим ентально путем
сравнения записанного ам плитудного распределения
с расчетны м д л я Tooq колебаний [114]. Бы ло устан овле­
но, что разм ер оптим ального зонда (погреш ность и зм е­
рений о ставал ась не более 5 % ) зависит от добротности
и д л я Q = ( 1 5 — 30)-10® диам етр зонда 63 составляет 0,2
от длины волны. С уменьш ением добротности диам етр
зонда необходимо увеличивать. В работе [115] иссле­
довалось влияние ди ам етра зонда на распределение и з­
меряем ого поля. Бы ло установлено, что д л я проведения
измерений с погреш ностью не более 5 % в областях
с различной напряж енностью полей Е { х , у) по отнош е­
нию к м аксим альном у значению Емакс необходимо ис­
п ользовать зонды различны х разм еров. О пределение
распределения поля
в
области
м аксим ум а
при
Е { х , у) jE„anc=Q,8— \ необходимо проводить зондом
диам етром 6з=&0,125Я,, при Е ( х , у ) /Е м а к с = 0,45—0,8 63^
=s:0,275^ и в области слабы х полей (Е{х, (/)/£макс =
= 0 ,0 5 — 0,45) 63^ 0 ,5;..
В заклю чение отметим, что методы реактивного зон­
дирования с механическим сканированием зонда, хоро­
шо зареком ендовавш и е себя в ММ диапазоне, теряю т
свои преимущ ества в С Б М д иапазоне. Это связано с
трудностью изготовления зондов м алого д иам етра, по­
явлением «синхронных» ош ибок, вы званны х движ ением
элем ентов подвеса, проводников и т. п.
В связи с этим п редставляет интерес предлож енны й
И. А. В айнбергом метод индикации полей с помощью
ф отоуправляем ой полупроводниковой пленки. Световой
луч, сканирую щ ий по поверхности пленки, приводит к
локальн ом у образован ию неравновесны х носителей тока,
что вы зы вает обр азован и е подобия реактивного зонда
[116]. М етод п озволяет изм ерять структуру полей в ш и­
роком диап азон е от СМ до С Б М длин волн с р азр еш е­
нием до 5 л и н ./м м .
5.3. Измерение фазового распределения
и поляризации электромагнитных полей
В о с н о в е и зм е р е н и я ф а зо в о й стр ук тур ы п ол ей откр ы ­
ты х р езо н а н сн ы х си стем и к в а зи о п ти ч еск и х в олн овы х
п учк ов л е ж и т ср а в н ен и е ф а зы и зл у ч ен и я в и с с л е д у ем о й
то ч к е с ф а зо й о п о р н о г о в о л н о в о го п уч к а. Р е а л и за ц и я
э т о г о сп о с о б а т р е б у е т п р о стр а н ст в ен н о го со в м ещ ен и я
и с с л е д у е м о г о и о п о р н о го в олн ов ы х ф р о н т о в или и сп о л ь ­
зо в а н и я в и зм ер и т ел ь н о й у ст а н о в к е д в у х зо н д о в , есл и
и зм ер я ем ы й в ол н ов ой ф р о н т н е со в м ещ ен с оп орн ы м .
О д н и м и з зо н д о в п р и н и м а ется си гн ал о п о р н о г о п о л я .
РИС. 5.7. Функциональная схема измерения фазового фронта
с помощью двух активных зондов
вторым зондируется исследуем ое поле. Если зонд при­
емного опорного к ан ал а установлен неподвижно, то
в качестве опорного можно использовать точку исследуе­
мого поля, где установлен неподвижный зонд. Ф унк­
ц и он ал ьн ая схема измерений с двум я активными зон­
дам и п оказан а на рис. 5.7. В волновой пучок ( / ) вводи т­
ся подвиж ный зонд (2 ), перем ещ аемы й в сечении пучка
м еханизм ом (5). П одвиж ны й зонд соединен с волновод­
ной схемой гибким диэлектрическим волноводом ( 4 ) .
Н еподвиж ны й зонд (5) у стан авл и вается на периферии
исследуем ого пучка. О ба к а н а л а со д ер ж ат аттеню аторы
и согласователи (6 ). И злучение, принятое подвижным
зондом через ф азо в р ащ ател ь (7 ), поступает на двойной
волноводны й тройник (8 ). Ч асть мощ ности опорного
пучка через направленны й ответвитель (9) поступает на
167
166
индикатор {10). Он используется при настройке. О ба
си гн ала см еш иваю тся на Е Н -тройнике и детектирую тся,
а продетектированны й сигнал поступает на другой инди­
катор {11). П ервоначальной установкой ф азо в р ащ ател я
добиваю тся минимума си гн ала на индикаторе И . П ер е­
м ещ ая зонд, вращ ением ручек ф азо в р а щ ате л я д оби ва­
ю тся миним ального си гн ала на индикаторе. П оказан и я
ф азо в р ащ ател я дад ут изменение ф азы относительно пер­
воначальной точки отсчета. Обычно н ач ал ьн ая точка
вы бирается в центре пучка. П одвиж ны й и неподвижный
зонды и зготавливаю тся из
отрезков волновода с тон ки ­
ми стенками. Зонды и м е­
ханизм перемещ ения за к р ы ­
ваю тся поглотителем. П о­
греш ность измерения ф азы
в ММ диап азон е длин волн
составляет 10°.
С ущ ественны м н едостат­
ком данной схемы является
РИС. 5.8. Фазочувствитель­
ный зонд
наличие гибкого ди эл ектри ­
ческого волновода. П ри п ере­
мещении зонда меняется радиус кривизны изгиба, что
вы зы вает дополнительное затухан и е в трак те н ум еньш а­
ет точность измерений. В С БМ диапазоне гибкие волно­
воды обладаю т больш ими потерям и, что затруд н яет их
применение. Д л я исклю чения гибкого волновода из и з­
мерительного тр ак та применяю тся д ва ж естко связанны х
зонда, один из которых перем ещ ается в исследуемом
пучке, а другой — в опорном, имею щ ем плоский фронт.
Л . Н. Вершининой предлож ен фазочувствительны й
индикатор [117], позволяю щ ий проводить измерение р а с ­
пределения ф азы без опорного сигнала. Он состоит из
двух близко располож енны х отрезков волноводов, вклю ­
ченных в Е- и Н-плечи двойного Т-образного моста
(рис. 5.8). Т акое вклю чение обеспечивает р азв я зк у двух
сигналов, приняты х откры ты ми концами волноводов не
менее 20 дБ . П ластины из диэлектри ка, вставляем ы е
в прорези в ш ироких стенках волноводов, сл у ж ат д л я
отклю чения каж дого из кан алов от детектора.
И нтенсивность Р (л:) сумлш двух сигналов от одного
волновода Л, (х) е ~' ‘' и
от
д ругого Л Д х 4 - Д х ) Х
^ g - i (ч>-ьдч>) (л:+ддг) завлслу от разности ф азы Д<р и постоян168
ного расстояния Ах. Р азн ость ф аз определяется из вы ­
раж ен ия cos Лф (х) = [ Р — (Л^-ф-Л^г) ] / 2Л 1Лг.
Д л я измерения ф азового распределения необходимо
вы брать п оследовательность точек
Хп с и н терва­
лом Ах, равны м расстоянию м еж ду осями откры ты х кон­
цов волноводов. Ф аза ф„ в точке Хп относительно н а ­
чальной точки отсчета (фо, Хо) равн а сумме разностей
ф аз: фп^'*Афо,1“|-. • .~ЬАфп—1,п, где Лфп—i,n
сдвиг ф азы
меж ду двум я соседними точкам и последовательности.
Технически трудно реали зовать расстояние м еж ду во л ­
новодам и, меньш ее Л х = А . П оэтому д л я построения ф а ­
зовы х кривых с интервалом Л х < А необходимо снять не­
сколько последовательностей, сдвинутых на небольш ой
интервал вдоль нап равлен ия перем ещ ения зонда. П о­
скольку ф а за в точке п является суммой А ф (п ), то и
погреш ность в определении ф азы в п-й точке во зрастает
и Y п раз. Обычно точку отсчета вы бираю т в центре
пучка, тогда на кр аях погреш ность равн а 8<р]Л«/2
З д есь 6ф — погреш ность одного измерения, со ставляю ­
щ ая обычно ± ( 2 — 3)°.
М етодом налож ен и я исследую тся не только ф азовы е,
но и поляризационны е характеристики квазиоптических
линий и устройств. С помощью вращ аю щ ихся п о ляр и за­
торов легко провести поляризационны й ан ал и з п ад аю ­
щего пучка. Д ел и тел и луча из полупрозрачны х горизон­
тальны х или вертикальны х проволочны х реш еток р азд е­
ляю т падаю щ ий поток на две взаим но ортогональны е
составляю щ ие с последую щ им слож ением их с опорны ­
ми линейно-поляризованны йи пучками.
В работе [118] описан интерферометр, созданный на базе полых
диэлектрических лучеводов, разработанных в ИРЭ АН УССР под
руководством Е. М. Кулешова (рис. 5.9). Он состоит из генератора
( / ) , волноводно-лучевого перехода: (2), вращателя плоскости поля­
ризации (3), делителя луча (4). В измерительном канале располо­
жены измерительный аттенюатор (5) и вращатель поляризации
(6). Излучение, пройдя через исследуемую среду или устрой­
ство (7), попадает на подвижный зонд (S) и через гибкий вол­
новод (9) и волноводно-лучевой переход (10) подводится к сдвигателю частоты (11). Модулятор одной боковой частоты (11) обес­
печивает сдвиг частоты СВЧ сигнала на 100 Гц. После модулятора
сигнал поступает на вертикальную делительную решетку (12). С ее
помощью сигнал измерительного канала раскладываетси на горизон­
тально поляризованную составляющую, которая проходит сквозь ре­
шетку, н вертикально поляризованную составляющую, которая отра­
жается от решетки и попадает на детектор (14).
Горизонтально поляризованная составляющая через фазовраща­
тель (19) проходит к детектору (18). Сигнал опорного канала, прой169
РИС. 5.10. Функциональная схема
измерения фазового распределения
поля в открытых резонаторах
Р
? Х в а н нШ
ая
Ш пройдя через
Ш решетку (/7Ш
Ьоставляющая,
), попадает на
детектор ( 1S) Первоначальные уровни сигаалов на детекторах у
наГтиваются врап^ателями поляризации. Схема интерферометра со-
РИС 5.9. Функциональная схема
диэлектрических лучеводах для амплитудны . ф
пяризациоиных измерении
„ в о позволяет измерять
Г ^ З '+ Г е ™
,”
ф .“
.Г
:
стёвлёю1кей Иг.
„ о д .» » о г „
про-
Г о Г „ = Г + /Г Г о Г „ » ^ .‘
скомпенсировать неидентичиос
проверка
с"“ п ,+ « ь „
д
по,+,.иии е=
осуществляются с помощью
(б). Сдвигатель частоты приме-
низкие частоты.
П огпеш ность измерения ф азовы х сдвигов зави си т от
ф л у щ Г ц ^ частоты + е р а т о р а . „огреш носта ф азом етра
170
ЕМ
[ЖЮ¥/
Ж
низкой частоты , наличия в
спектре С В Ч си гн ала составГ?
9
ляю щ их, в данном случае вы ­ Г
званны х сдвигателем ч асто­
ты. С ум м арн ая
абсолю тная
погреш ность изм ерения
ф а­
зы бф = ± ( 3 — 5°) в зависимости от длины волны. М ак ­
си м альн ая аб солю тн ая погреш ность измерения угла
поворота плоскости поляри зац ии 0 от 10 до 80° п рии зм енении затухан и я в исследуемой среде от О до 10 д Б не
превы ш ает ± 1 ° . М етодика изм ерения ф азовы х и п оляри ­
зационны х характери сти к откры ты х резонансны х систем
сущ ественно отличается от способов изм ерения этих п а ­
рам етров в нерезонансны х квазиоптических пучках.
Ф ункция распределения ф азы в плоскости, перпендику­
лярной оси резон атора (z— Zo), оты скивается по р аспре­
делению интенсивности интерф ерограм м ы возбуж денно­
го в резонаторе типа колебаний и дополнительного опор­
ного поля [107]. Эта функция имеет вид
ф А , у, z„) = a rc c o s ------
^ ^ з ^ ь н ™
[—э р Г Ц
-ф(Х, у, 2„),
(5.4)
где /, — интенсивность распределения поля в интерферограм м е; Л; — ам пли тудн ая ф ункция (-го типа колебания;
Ао — ам п ли тудн ая функция опорного поля.
У становка д л я исследования ф азового распределения
полей в откры ты х резон аторах п о казан а на рис. 5.10
[107]. М ощ ность стабилизированного ген ератора (J)
делителем (2) р азд ел яется м еж ду опорным кан алом и
каналом возбуж дени я откры того резонатора. В^ обоих
к а н а л а х имею тся аттеню аторы (3 и 4 ) . О ткры ты й резо­
натор, состоящ ий из двух зер к ал (6), во збу ж дается на
одном из собственных колебаний. Р упор (5) ф орм ирует
опорное поле. О бласть внутри резон атора сканируется
зондом при помощи ск ан атора (7). Ц епь регистрации
состоит из усилителя (8) и самописца (9). Д иам етр
зонда 6 з = 0 ,1 —0,03Я,. Р еги стри руя распределение поля,
когда аттеню атор 3 введен и к а н а л подсветки закры т,
а затем регистрируя интерференционную картину, нахо­
д ят /, и А,. П о д ставл яя эти значения в (5.4), строят
17
РИС.
5.11.
Ф ун к ц и о н ал ьн ая
схем а п ол яри м етра
ф азовую
поверхность
ф (х, у, Zo) либо ее сече­
ние вдоль оси X или у.
О становим ся на м ето­
де, позволяю щ ем иссле­
довать кром е ам плитуд­
ных и ф азовы х п о л я р и за­
ционные характери сти ки
резонансны х систем ММ
и С БМ д иапазонов [119].
Н а рис. 5.11 п о казан а схема разработан н ого в И Р Э АН
У С С Р полярим етра.
Для получения поляризационных характеристик используются
два взаимоортогональных опорных канала, формируемых двумя ру­
порными антеннами, расположенными под углом 90 . Каждый опор­
ный канал содержит антенну ( / ) , аттенюатор (2) и фазовращатель
(3) В тракте резонатора кроме аттенюатора установлен сдвигатель
частоты (4), с помощью которого осуществляется фазовая модуля­
ция основного канала интерферометра. Это позволяет преобразовать
фазомодулированный высокочастотный сигнал в сигнал низкои про­
межуточной частоты (Q = 1 3 5 Гц). Промежуточная частота несет
информацию о составляющих сигнала, изменившего поляризацию
излучения в точке, где находится зонд. Резонатор нагружен на полярнзационно-изотропный вывод энергии. Это круглое отверстие диа­
метром 0,8 мм в диафрагме толщиной 0,4 мм. Через круглый вол­
новод энергия поступает на разделитель поляризации (5), состоя­
щий из двух прямоугольных волноводов, относительная развязка по
каналам разделителя поляризации — около 25 дБ. Продетектирован­
ный сигнал поступает на узкополосные резонансные усилители (6)
и далее — на X- и Г-пластины осциллографа (7). В качестве зонда
используется рассеивающая сфера диаметром Дз— 0,03а,. Система,
состоящая из двух рупоров опорного поля н зонда, передвигается
относительно зеркал резонатора вручную или с помощью механизма
с реле времени. В точках остановки делаются измерения. Сущест­
венным для этого метода является выполнение условий синфазности и равенства амплитуд опорных полей в точке, где находится
зонд. Вертикальная и горизонтальная составляющие сигнала срав­
ниваются на осциллографе в виде фигуры Лиссажу, отображающей
поляризацию поля в открытом резонаторе. Погрешность измерения
углов поворота плоскости поляризации
составляет
не более
± ( 3 - 5 “).
Д анны й метод исследования поляризационной струк­
туры в резонансны х системах основы вается на радиоголограф ических принципах и о б лад ает большой уни­
версальностью . Он используется авторам и работы [119]
д л я исследования электродинам ических систем коротко172
ВОЛНОВОЙ области ММ волн, диэлектриков и магнитных
свойств вещ ества и при некоторой модификации (н ап ри ­
мер, при использовании фотозондов [1 1 6 ]) ^может при­
меняться д л я исследования поляризационной структуры
в откры ты х резон аторах С БМ д иапазона.
5 4 Визуализация и исследование распределения
электромагнитных полей термографическими методами
Б ряде случаев необходимо оперативно получить ви­
зуальн ое и зображ ен и е распределения С Б Ч электр о м аг­
нитного поля. С оздани е изображ ений электром агнитны х
полей с помощью вещ еств, меняющих^ свои оптические
характери сти ки под воздействием полей С Б Ч д и ап азон а,
получило н азван и е терм ограф ии, хотя ^этот термин не
совсем полно охваты вает круг явлений, используемых
для ви зуализаци и электром агнитны х полей. Д л я ви зу а­
лизации использую тся следую щ ие физические явления:
тепловое туш ение люминесценции, вы паривание ж и д ко ­
стей из растворов, изменение линейны.х разм еров и по­
к а за т е л я прелом ления тонких пленок ж идкости, явления
в ж идких кри сталл ах, С Б Ч газовы й р а зр я д и др.
Т ребования, предъявляем ы е к терм ограф ическим м е­
тодам , прим еняем ы м д л я исследования полей в ММ и
С Ш д и ап азон ах длин волн, следую щ ие: получение к а ­
чественных, а не количественны х результатов, средняя
чувствительность не менее 0,5— 1 м Б т /с м -, разреш ение
около 10 ш трих./м м, м а л а я постоянная времени, возм ож ­
ность визуального наблю дения и ф отограф ирования к а р ­
тины поля, простота в эксп луатац и и и м ногократность
использования.
Б М М и С Б М д и ап азон ах наиболее ш ирокое прим ене­
ние д л я ви зуализаци и полей получили лю минофоры , н а­
носимые на поглощ аю щ ие экран ы [120, 121]. Основные
характери сти ки экран ов определяю тся тем пературной
чувствительностью применяемого лю миноф ора и их теп­
ловы ми характери сти кам и .
Д л я повыш ения чувствительности и уменьш ения
инерционности используется тонкий тепловой экран
[120] из лавсановой пленки толщ иной 3 мкм с напы ­
ленной в вакуум е пленкой алю миния. Э кран н атяги в а­
ется на эбонитовую оп равку с внутренним диаметром
90 мм. Толщ ина слоя лю миноф ора, нанесенного на экран,
2— 3 мкм. Л ю м иноф ор на основе активированного кри173
сталлоф осф ора
имеет м аксим альную те м п е р ^ у р н у ю
чувствительность при тем пературе около 30 °С. П ри и з­
менении тем пературы на Г интенсивность свечения из­
меняется до 2 6 “/о. Т олщ ина поглощ аю щ ей подлож ки
подбирается так, чтобы скорость локального нагрева
подлож ки и слоя лю миноф ора бы ла максим альной. И з ­
меренный на длине волны 2,3 мм коэф ф ициент поглощ е­
ния равен 20—40 %. П риемный экран о б л ад ает ш ироким
частотны м диапазоном от И К до С В Ч частот. Н аб л ю ­
дение и ф отограф ирование полей с помощью приемного
экр ан а проводилось в диап азон е длин волн 2 мм— 3 см.
П остоян ная времени приемника 1 с, р азреш аю щ ая спо­
собность 12 ш три х./м м . Ч увствительность приемника по­
зво л яет регистрировать визуально плотность мощности
излучения от 1 мВт/см®. М аксим ально допустимые плот­
ности мощности излучения составляю т 500 мВт/см®.
Д л я визуализаци и пучков энергии с плотностью мощ ­
ности до 1— 5 Вт/см® использую тся ф луоресцентны е
красители на основе м елам и нтолуолсульф ам и дф орм альдегидных смол [121]. Д л я визуализаци и м алы х мощ но­
стей краситель наносится на подлож ку из алю миния.
При плотностях мощ ности больш е 1 Вт/см® н аб лю д ает­
ся прогорание лю миноф ора на алюминии. Д л я высоких
плотностей мощности лю минофор наносится на полиро­
ванную пластинку или скол м онокристалла хлористого
калия. П оглощ ение энергии при этом происходит в ос­
нове красителя. П остоянная времени экран а, нанесенно­
го на м он окрасталл хлористого кали я, составл ял а 0,5 с,
а
на подлож ку из а л ю м и н и я — 1,5— 2 с. Р азреш ен и е
в И К д иапазоне достигает 15 л и н ./м м . Э кран из ф л уо­
ресцентного кр аси тел я и сп ользовался д дя настройки
С О г-лазеров и л азер о в С БМ д и апазона. К роме ам пли ­
тудного, оценивалось ф азовое распределение излучения
путем разделени я потока излучения на д ва н н аблю де­
ния интерференционной картины.
И звестны попытки применения других явлений для
получения картины поля (изменение цвета хлористого
коб альта при обезвож ивании, изменение коэффициента
прелом ления пленок ж идкости, использование волокон­
но-оптических датчиков тем пературы , индикация полей
газоразряд ны м и и нд и каторам и ). О днако и з-за гро­
моздкости или слабого разреш ения в ММ и С БМ д и а­
пазонах они не получили распространения.
174
Н а н аш в згл я д , н а и б о л е е п ер сп ек ти вн ы м и в и с с л е д о ­
вании
ст р у к т у р ы
к в а зи о п ти ч еск и х
п ол ей
явля ю тся
у ст р о й с т в а , р а б о т а которы х о сн о в а н а на р а д и о г о л о гр а ф и ч еск о м п о д х о д е . О ни д а ю т и н ф о р м а ц и ю о б а м п л и т у ­
д е ф а з е и п о л я р и за ц и и эл ек т р о м а гн и т н о го и зл уч ен и я .
Д ц у ги м н а п р а в л ен и ем , т р еб у ю щ и м и н тен си в н ой р а з р а ­
ботк и , я в л я ется т ер м о гр а ф и ч е ск а я в и зу а л и за ц и я п о л е и п ер сп ек ти вн ы й м ет о д и сс л е д о в а н и я п ол ей С Ь М д и а п а зо
на П р о б л е м ы з д е с ь за к л ю ч а ю т ся в п о и ск е новы х м атеп и а л о в у л у ч ш ен и и т ех н о л о ги и и зго т о в л ен и я т е р м о г р а ­
ф и ч еск и х эк р а н о в и п е р е х о д е о т к ач еств ен н ы х к « о л ш
ч ественн ы м и зм ер ен и я м п утем оп ти ч еск ой и ц и ф р ов ой
о б р а б о т к и и н ф ор м ац и и .
У ст р о й ств а р еа л и зу ю щ и е м етод ы ак ти в н ого и реак
т и в н о го зо н д и р о в а н и я и в и зу а л и за ц и и эл ек т р о м а гн и т н ы х
п о л ей ММ и С БМ д и а п а зо н о в в осн о в н о м и зго т а в л и в а ­
ю тся в еди н и ч н ы х эк зе м п л я р а х и и сп о л ь зу ю т ся в л а б о ­
р а то р н ы х и сс л е д о в а н и я х .
0
ГЛАВА
Измерение частотных и спектральных
характеристик сигналов
6.1. О бщ ие сведения
Ч а ст о тн ы е и сп ек тр а л ь н ы е и зм ер ен и я т есн о св я зан ы
и взаим одополняю т друг друга.
Среди различны х видов измерении частотны е и зм е­
нения зан и м аю т особое место, что определяется преж де
всего тем что точность измерения частоты электр о м аг­
нитного излучения на несколько порядков выше точности
других видов измерений. Это предопределяет больш ое
внимание к этому виду измерений и ш ирокии фронт р а ­
бот по их развитию .
К ак известно, в спектральной области квазигарм онический сигнал характери зую т полным радиочастотны м
спектром си гн ала Su(co) или совокупностью сп ектр ал ь­
ных плотностей мощности амплитудны х S a ( f i ) , ф азовы х
5ф(П ) и частотны х Sv(Q ) флуктуаций, а во временной—
соответственно средним значением частоты соо и ее не­
стабильностью . О сновные частотны е и спектральны е х а ­
рактеристики реальны х сигналов, взаи м освязь меж ду
ними и общ ие вопросы их измерения подробнее о х ар а к ­
теризованы в прилож ении к данной главе.
Т ребования к точности и разреш аю щ ей способности
частотны х и спектральны х измерений сущ ественно воз­
росли в связи с исследованиям и по созданию новых
вы сокостабильны х генераторов, претендую щ их на роль
частотны х эталонов в И К и оптическом д и апазонах, и
необходимостью их связи с эталонам и частоты ради о­
диапазона.
Специфической особенностью генераторов рассм атри ­
ваем ы х д иапазонов явл яется то, что все они (за исклю ­
чением газовы х лазеров, имею щ их ш ирину спектральны х
линий 5— 20 кГц) имеют ш ирокие спектральны е линии.
В спектре их шумов преобладаю т частотны е шумы вида
1 /Г (частотный ф ликкер-ш ум [1 2 2 ]).
Н естабилизированны е по частоте генераторы М М и
С Б М д иапазонов имеют достаточно низкую стабильность
частоты (см. гл. 1). В следствие этого измерение спек­
тральн ы х характери сти к их сигналов сопряж ено с опре­
деленны ми трудностями.
Д л я измерения частотны х характери сти к промы ш ­
ленностью вы пускаю тся специальны е изм ерительны е
приборы — частотом еры , а д л я изм ерения полного р а ­
диочастотного спектра сигналов — сп ектроанализаторы .
В ряде случаев создаю тся специальны е лабораторн ы е
(или прецизионные промы ш ленны е) установки д л я точ­
ного измерения других частотны х и спектральны х х а ­
рактеристик сигналов (см. п рилож ение).
Основные метрологические характери сти ки частото­
меров; диапазон изм еряем ы х частот, погреш ность изм е­
рения частоты , р азреш аю щ ая способность по частоте,
уровень входного сигнала.
Основными метрологическими характери сти кам и ан а­
л изаторов спектра являю тся: диапазон частот, полоса
обзора, динамический диапазон, погрешности измерения
частот и ам плитуд, м иним альная полоса пропускания на
уровне 3 д Б ; чувствительность.
Д л я точного измерения частот М М диап азон а в ос­
новном использую тся промы ш ленны е электронно-счет­
ные частотом еры , измеряю щ ие среднее значение часто­
ты непрерывных сигналов с относительной погреш но­
стью 10-'° [123]. Эти ж е приборы использую тся для и з­
мерения нестабильности частоты.
176
Д л я обеспечения измерения средних значений частот
л азеров у нас в стране р азр аб о тан а и вы пускается м а ­
лыми сериями группа вы сокостабильны х генераторов на
частоты 43, 48 и 75 ГГц, которые использую тся та к ж е
в качестве гетеродинов в этих д и ап азо н ах д л я точного
измерения частот генераторов и их метрологических х а ­
рактеристик (наприм ер, нестабильности частоты ) мето­
дом гетеродинирования [124].
И зм ерение п арам етров сигналов^производится т^кж е
с помощ ью специальной несерийной ап п ар ату р ы [125],
которая прим еняется д л я исследования и аттестации ге­
нераторов. Эта ап п аратура имеет наилучш ие метроло­
гические характеристики. О тносительная погрешность
изм ерения нестабильности частоты такой ап п аратуры не
хуж е 5 -1 0 -‘° за врем я измерения 1 с. Д л я спектральны х
■ измерений промы ш ленность вы пускает измерительны е
приборы — спектроан али заторы .
А нализ полного радиочастотного спектра и измерение
п арам етров ам плитудной и частотной модуляции си гн а­
лов рассм атриваем ы х д иапазонов производится с по­
мощ ью промы ш ленны х ан ал и зато р о в спектра [123].
Д ля
ан ал и за
спектра
вблизи
несущ ей
(F=
= 0 ,1 Гц — 20 кГц) используется, наприм ер, прибор
[125], который основан на методе ф азового детектора
с подавлением си гн ала несущей [1 2 2 ]; разр еш аю щ ая
способность прибора составляет — 120 д Б /Г ц . И звестны
промы ш ленны е частотом еры до частот более 110 ГГц,
а ан ал и заторы спектра — до частот 220 ГГц.
М етрологические характеристики частотно-изм ери­
тельной ап п аратуры не полностью удовлетворяю т все
возрастаю щ им требованиям науки и техники как по
диап азон у рабочих частот, т а к и по точностным х а р а к ­
теристикам . Б о зн и кает зад ач а изм ерять среднее зн ач е­
ние частоты до 1000 ГГц и более с относительной по­
греш ностью 10“ '*— 10—'° за врем я измерения 1 с и не­
стабильности частот в этих д и ап азо н ах с погреш ностью
10-16— 10-17 в ш ироком диапазоне времени измерения
(10-6— 103) с. А п п аратура, сл у ж а щ ая д ля измерения
•• спектров вблизи несущ ей, д о лж н а обеспечивать р азр е­
ш аю щ ую способн ость— 150 д Б /Г ц на частоте ан ал и за
20 Гц при полосе ан ал и за до 10® Гц.
Б едутся интенсивные исследования по реш ению у к а ­
занны х зад ач .
12—3188
6.2. Методы измерения частотных характеристик
сигналов
Гетеродинные методы измерения частоты позволяю т
получить наименьш ую погреш ность измерений. В связи
с этим было естественным попы таться распространить
эти методы на коротковолновы е диапазоны . Н акоплен
достаточный опыт по проведению измерений с высокой
точностью не только в ММ и С БМ д и апазонах, но и
в И К и оптическом диапазонах.
Гетеродинны й метод измерения частоты [122] осно­
ван на сравнении частоты исследуемого сигнала с ч а­
стотой образцового сигнала. При этом и зм еряем ая ч а ­
стота сравн и вается с частотой одной из гарм оник п ере­
страиваем ого калибруем ого ген ератора либо изм еряется
разн о стн ая частота (наприм ер, электронно-счетным ч а­
стотом ером ). Гетеродинны е методы измерения частоты
достаточно хорош о освоены, и отечественная промы ш ­
ленность вы пускает серийную измерительную ап п ар ату ­
ру ММ д и ап азо н а волн с хорош ими характери сти кам и .
П ервы м промы ш ленны м гетеродинны м частотом ером
М М д и ап азо н а яв л ял ся прибор Ч4-8, обеспечивавш ий
измерение частот в диап азон е от !8 до 40 ГГц при ми­
ним альной мощ ности входного си гн ала 500 м кВ т с отно­
сительной погреш ностью ± 5 - 1 0 “ ®. В этом приборе и зм е­
рение частоты основано на сравнении измеряемой
частоты с частотой одной из гарм оник перестраиваем ого
калибруем ого генератора. О бе частоты н аблю даю тся на
осциллограф ическом индикаторе. У стройство Ч4-8 и по­
добных ему частотом еров и их погреш ности подробно
рассмотрены в [9, 123, 126], где так ж е о х ар ак тер и зо в а­
ны аналогичны е по принципу действия ' первы е у нас
в стране л абораторн ы е установки д л я изм ерения ч асто ­
ты, обеспечиваю щ ие измерение частоты в коротковолно­
вой части М М и в С БМ диап азон ах радиоволн.
Сочетание метода дискретного счета (электронно­
счетный частотомер) с гетеродинным методом п о зво л я­
ет сущ ественно расш ирить диапазон изм еряем ы х частот.
Э лектронно-счетны е частотом еры (Э С Ч ) в ком плекте
с преобразователям и и переносчиками частоты [1, 123]
обеспечиваю т высокоточное автом атическое измерение
частот в рассм атриваем ом диапазоне. Н априм ер, эл ек ­
тронно-счетный частотом ер 4 3-38 совместно с п реоб ра­
178
зователем Я34-42 и переносчиком частоты 4 5 -1 3 обеспе­
чивает изм ерение частот до 78,33 ГГц. П ринцип р аб о ­
ты, структурны е схемы и погреш ности ЭС Ч п рео б р азо ­
вателей и переносчиков частоты рассмотрены в [123].
П огреш ность измерения в основном о п ред еляется ди­
скретностью счета и нестабильностью частоты опорного
ген ератора ЭСЧ. П огреш ность и зм ерения частоты со­
ста в л я л а (2— 3) • 10“ ‘“.
Гетеродинны й метод изм ерения частот источников
сигналов ММ и С Б М волн т а к ж е ш ироко прим еняется
и д л я изм ерения частот излучения лазеров. П оскольку
средние ^значения частот л азер о в достаточно высоки
(10*4 Гц) и непосредственное сравнение их с частотой
стан д арта частоты невозмож но, то изм ерение частот
лазер о в осущ ествляется при помощи системы синтеза
частот с использованием вспомогательны х л азер о в так,
чтобы разность м еж ду частотой и зм еряем ого л азер а и
частотой, контролируемой стандартом частоты , можно
было изм ерять стандартны м и приборами. И спользую тся
системы синтеза частот л азер о в [127, 128], структурны е
схемы которых представлены на рис. 6.1 с целью дать
представление об их конкретной р еали заци и н схемах
измерения частоты лазеров.
В прпвсдеь'пые на рисунках сложные системы синте­
за, преобразую щ ие частоты порядка единиц мегагерц
в частоты ММ, С БМ , И К диапазонов, входит несколько
более простых промеж уточных схем синтеза. Одна нз
них, обведенн ая ш триховой линией на рис. 6.1,6, более
детальн о п редставлен а на рис. 6.4. П одобны е схемы,
конструктивно выполненные в виде отдельного прибора,
д ал ее будем условно именовать гетеродинами (см.
§ 6.4).
Применение гетеродинного метода изм ерения частот
лазер о в ММ и С БМ диапазонов связан о с особенностя­
ми, одна из которы х закл ю ч ается в том, что лазер ы ге­
нерирую т на дискретны х и д алеко разнесенны х ч асто­
тах и сравнение их частот осущ ествить достаточно сл о ж ­
но ввиду больш ой разности номиналов частот. П оэтому
сравнение производится на гарм онике известной частоты
обычно при трехкратном смешении частоты , когда на
п реобразователь, кром е сигналов лазер о в, подаю т н а­
пряж ение С В Ч генератора, который позволяет получить
сигнал, частоту которого мож но измерить ЭСЧ.
12*
179
He-Ne —
Не-Не/СН«лазеры
Не-Ме/СН*-
Не-Ме-/шз«й
Л ^ 3,39мкм
Смеситель! + -
лазер,
Л ’ Зрдмкм
Схема
ЧФАПЧ
Схема
( — синтеза П
Ч8,7ГГц
смесительИ
(п=3)
----Клистрон
Ц7ГГц
\
■49,441 и и,
Щ-лазер
А
.
Схема
ЧФАПЧ
Схема
^ — синтеза Ш
Схема
Схема
Пмеситель!
ФАПЧ
Схема
TI
Схема ФАПЧ,
схема
синтеза
T Z
19,5ГГц
ЧФАПЧ
-9,3мкм
Клистрон
---
Смеситель Ш
(0 = 5)
Схема
ФАПЧ
ZE
2в,9ГГц
Схема
синтеза У
Схема
ФАПЧ
Схема
синтеза i
+-
t
Схема
синтеза Ш
(п -1 2 )
Клистрон
Схема
синтеза ,
Схема
ФАПЧ
т н-лазер,
Л —JJ7мнн
t
t
Смеситель I
(0 = 12)
Схема
синтеза JL
(п=т
Схема
синтеза I
Схема
ФАПЧ
(цезие/ыП)
Схема
ФАПЧ
ZE
Клистрон
. 74232,5МГц
час----------
Схема
синтеза Ш
Ш -л а з е р , <
Схема
ФАПЧ
t
Смеситель I
Клистрон
Схема
ЧФАПЧ
Смеситель Е
( п-4)
5,9ГГц Y
СмесотемЛ
Клистрон
Частото­
мер
УПЧ
3,557ГГц
Схема
синтеза Ш
Схема
ФАПЧ
^ДЗ-мзер,
Л - 22мкм
Ш
лазер, <•
84 мкм
-lojism
Р
Схема
Кг- синтеза
т
Частотомер
УПЧ
(п = 3 )
~ т ~
Схема
ФАПЧ
Д
Схема
ЧФАПЧ
Сй2 -лазер,
Д =0,53мкм
7,5 ГГц
[0^-лазер,
Схема
СтителШ
Смеситель!
Клистрон
- 2 9 ,Ш Г Г и ,
Смеситель
Клистрон
СО,-лазер
синтеза Ш
1^10,2 мкм
чз,5тГУ=^-
Схема
синтеза Ш
ЧРАПЧ
СОг-лазер,
Схема ФАПЧ
схема
синтеза
~ т ~
+ - синтеза 7
3.
t
Клистрон
Схема
Схема
ЧФАПЧ
7
М Смеситель
(п -З )
-tT
+-
Схема
ФАПЧ
J mIu
~3l
Стандарт
частоты^
(цезиеЗый)
ттгрмгц
т
Схема
синтеза f
5 МГц
ff)
РИС. 6.1. Структурные схемы синтеза частот
180
Продолжение рис. 6.1
181
Неизвестная
частота
fx = m fi+ n f 2 -\-lfh n ± A fn p , где
к, I, т, л — целые числа;
fx — неизвестная
частота;
ft и /г — известные частоты;
А[ир — измеряемая
проме­
жуточная частота. При этих
измерениях в основном ис­
пользуются
смесители
с
точечными контактами (см.
гл. 2 ). Эффективность сме­
шения зависит от мощности
лазеров, коэффициента пре­
образования смесителя
и
потерь мощности при ум­
ножении.
Низкая эффек­
тивность умножителей ча­
стоты заставляет повышать
мощность лазеров при из­
мерениях до 10— 50 мВт.
Резонансный метод
яв л яется наиболее р а с ­
пространенны м
мето­
дом грубого измерения
частоты
(длины вол ­
н ы ). П риборы , сл у ж а ­
щ ие д л я измерения ч а­
стоты
резонансны м
методом,
назы ваю тся
резонансны ми частото­
мерам и [1, 126] или
волном ерам и и подроб­
но
рассм отрены
в
H»(03t(pcoгл. 7.
новский
смеситель }
Методы измерения
(0^425)
нестабильности часто­
\ю г г и
ты. Н аи б ол ее расп ро­
Схема
синтеза I
страненны м
прямы м
методом явл яется ме­
тод счета временны х
Цезиевый
5МГи
стандарт
интервалов
с помощью
настоты
ЭС Ч , достаточно
по­
дробно рассмотренны й,
Окончание рис. 6.1.
наприм ер, в [122, 130].
Этот метод позволяет
непосредственно и зм е­
рить нестабильность частоты . П ри этом нестабильность
частоты определяется по резул ьтатам измерений во вре­
182
менной области, врем я и з м е р е н и я - с помощью счетно­
го устройства.
“ ^ ч а с т о т е . В это» случае нестабаланость
r « .;» i+ ,T r .le ,™ T o " T E
« л » . , и- г ?
так как
источники одинаковы и
д®вд^***^когда
систематическое
ной нестабильности частоты.
Н а п ракти ке пользую тся методом определения не­
стабильности частоты по результатам
стотной области спектров ам плитудны х и частотны х
7ф азовы х) ф луктуаций. З н а я эти спектры, по известно­
му соотношению (см. прилож ение)
бильность частоты. М етоды измерения у казан ны х спектоальн ы х характери сти к рассм отрены в § ь.б
io !.(L p e S e i,H a « нестабильность частоты
"Д'
м еряется одним из двух методов. П ервы й — это метод
изм ерения с помощ ью линейного частотного детектора
(Л Ч Д )
преобразую щ его изменение частоты сигнала
биений и з м ^ я е м о г о источника и гетеродина в изменения
н ап ряж ени я с последую щ ей записью и обработкой ре
д а а * ^ измерений. В этом случае необходимо исполь­
зовать Л Ч Д , ш ирина полосы которого соответсзвовала
бьГ м акси м альн о возмож ной нестабильности, что яв л яе т­
ся достаточно слож ной задачей .
Д л я сниж ения требований к ш ирокополосности Л Ч Д
мож но изм ерять долговременную
ты в реж им е автоподстроики частоты (Ч А П ) исследуе
мого ген ератора по опорному (обычно такую операцию
о с у щ е с т в л и т Ч С БМ „ И К Д И - .з о н а х Ь При известных
коэф ф ициенте регулирования системы ЧА П Др и оста
то ч ш й расстройке А/о исследуемого ген ератора относи™ л“ о опорного ухо1 частоты
=
В этом случае
та к ж е сохраняется требование высокой линеиности ха183
рактеристики Л Ч Д в пределах ±Д/„акс/Л:р, где Л / „ а к с м аксим ально возмож ны й уход частоты ген ератора П о­
л оса у д ер ж ан и я системы ЧА П д о л ж н а быть не менее
Л /м ак с*
Измерение частоты биений исследуемого генератора
и опорного с помощью частотомера с последую щ им п ре­
образован ием кода на выходе частотом ера в н ап р яж е­
ние д л я отсчета ухода частоты по ленте сам описца я в л я ­
ется предпочтительны м вследствие простоты реали заци и
и точности измерений. С ум м арн ая погрещ ность и зм ере­
ния долговременной нестабильности частоты определяет­
ся погреш ностями преобразован ия код — н ап ряж ени е
(около 1 , 5 %) , измерительной системы самописца (1 % )
и отсчета по масш табной линейке (не более 2 % ) и обы ч­
но не превы ш ает 7 % среднего квадратического откло­
нения.
6.3. Методы измерения спектральных характеристик
сигналов
В ряде случаев на п ракти ке возни кает необходимость
исследования полного радиочастотного спектра си гн ала
о „((о ). Э ксперим ентально ан ал и з полных спектров не­
преры вного или импульсного си гн ала м ож ет осущ ест­
вляться различны ми методами [126]. Н аи б ол ее часто
используется метод фильтрации. Э кспериментальны й
(апп аратурны й ) ан ал и з спектров сигналов осущ ествля­
ется с помощью сп ектроан али заторов. В озм ож ны три
способа ан ал и за методом фильтрации: одновременны й
(п ар ал л ел ьн ы й ), последовательны й и комбинированный.
В М М и С Б М диап азон ах в основном применяю т после­
довательны й метод ввиду простоты его ап п аратурн ой
реализации.
А нали заторы спектра, реализую щ ие последователь­
ный метод ан ал и за, сод ерж ат узкополосны й суяергетеродинный приемник, перестраиваем ы й по частоте по л и ­
нейному закону, играю щ ий роль узкополосного ф ильтра,
и блок индикации, на котором наблю даю тся вы деляем ы е
отдельны е частотны е составляю щ ие или узкие участки
исследуемого спектра. Д л я ан ал и за высоких частот в
рассм атриваем ом диапазоне используется двух- или трех­
кратное п реобразован ие частоты. П ри этом п р ед ъ яв л я­
ю тся ж есткие требован ия к спектральны м характери сти ­
кам сигналов гетеродинов. П оскольку основной частью
184
такого ан ал и зато р а явл яется супергетеродинный прием­
ник, то он и оп ред еляет во многом основные х ар а к тер и ­
стики ан ал и зато р а (см. гл. 2 ). В [123] подробно расч:мотрены принцип действия, устройство, погреш ности и
требован ия к элем ентам и у зл ам С В Ч ан ал и зато р о в
спектра.
В тех случаях, когда необходимо вы сокое р азр еш е­
ние по частоте при м алы х расстройках частоты относи­
тельно несущ ей (что невозм ож но обеспечить с помощью
сп ек тр о ан ал и зато р о в ), прим еняю тся косвенные специ­
ал ьн ы е методы. Эти методы обеспечиваю т непосредст­
венные измерения ф луктуационны х характери сти к: спек­
тральн ой плотности мощ ности ам плитудны х, частотных
и ф азовы х ф луктуаций [ 5 а ( П ) , S v (Q ), 5 ф ( П ) ] , на осно­
ве которых могут быть рассчитаны полный ради очастот­
ный спектр 5и((о) или кратковрем енн ая нестабильность
частоты (см. прилож ение) [122, 125, 135].
Измерения флуктуаций амплитуды. Х арактерной осо­
бенностью измерений флуктуационны х х ар актер и сти к в
д и ап азо н е С В Ч и особенно в М М и С Б М д и апазонах
явл яется вы сокая степень корреляции ф луктуаций а м ­
плитуды и частоты автоколебаний. Это х арактерн о не
только д л я низкочастотны х технических ф луктуаций, вы ­
званны х ф ликкер-эф ф ектом или ф луктуациям и п ар ам ет­
ров приборов, но и д ля естественных ф луктуаций, св я­
занны х с тепловы ми и дробовы ми ш ум ами и определяю ­
щих спектр С В Ч колебания на частотах ан ал и за свыше
1 - 1 0 кГц [129].
Д ополнительное увеличение степени
корреляции
ф луктуаци й выходного сигнала ген ератора мож ет быть
вы звано п реобразован ием частотного ш ум а в ам пли туд­
ный в автоген ераторе и в С В Ч тр ак те передатчика. Точ­
ное исследование частотны х флуктуаций возм ож но то л ь­
ко при знании ам плитудны х ф луктуаций.
Гетеродинный метод измерения флуктуаций амплитуды. В свя­
зи с высоким уровнем шумов и малым коэффициентом передачи де­
текторов в рассматриваемых диапазонах известные прямые методы
измерения амплитудных флуктуаций в ММ и СБМ диапазонах имеют
в ряде случаев недостаточную чувствительность. Поэтому здесь
используется метод гетеродинирования, с помощью которого высо­
кочастотные колебания преобразуются в сравнительно низкочастот­
ные. Для 'ММ и СБМ диапазонов гетеродинный метод измерения
амплитудных флуктуаций сигналов дает определенные преимущества.
Измерение амплитудных флуктуаций в ММ и СБМ диапазонах
имеет особенности, одной из которых являются трудности выделе­
ния «полезных» флуктуаций исследуемого сигнала иа фойе больших
шумов измерительной аппаратуры.
185
Следует отметить, что амплитудный шум, возникающий из-за
преобразования на селективных элементах тракта частотного шума,
оказывается частично коррелированным с собственным амплитудным
шумом генератора и может влиять на результаты измерений. Введя
в тракт сигнала регулируемые селективные элементы, можно сущест­
венно снизить флуктуации мощности выходного сигнала относитель­
но собственных флуктуаций мощности генератора, практически
исключив коррелированную составляющую амплитудного шума.
Известные измерения проводились в полосе частот 10 Гц — 30 МГц;
при этом обеспечивалась предельная чувствительность установки
— 150 дБ /Гц на частоте анализа 10’ Гц (она определялась как чув­
ствительность, обусловленная собственными шумами детектора и
анализатора спектра).
Измерения флуктуаций частоты. Основным методом
изм ерения частотны х ф луктуаций явл яется метод ча­
стотного дискриминатора
(Ч Д )
[122]. Основным
элементом Ч Д явл яется
высокодобротны й
р езо ­
натор, который
м ож ет
быть вклю чен как на «от­
раж ение», так и «на про­
ход». П ри этом получа­
РИС. 6.2. Эквивалентная схема
ются разны е схемы изм е­
объемного резонатора
рений.
® ^ о д е щелевого моста является сигналом с подавленной несущей.
' роковые полосы спектра сигнала определяются фазовым шумом
1 ' исследуемого источника. Амплитуда этого сигнала прямо пропор|5|р|ональна отклонению частоты несущей (если само отклонение и
' иодулирующая частота достаточно малы), добротности нагруженно­
го резонатора и уровню исследуемого сигнала. Предельная чувствиГельность такого устройства
,
_
6 (6 a )'! L ,
- где В 2 — ширина полосы шумов анализатора спектра; S /М илке —
! иаксимальное отношение сигнал-шум на выходе перемножителя,
отнесенное к полосе 1 Гц на частоте /м и н , обычно S / Y M a K c ~ 1 5 2 дБ
при /мин=10* Гц, а S = ( 2 = 5 ) - 1 0 ' Гц. Ручная регулировка объем' яого резонатора позволяет получить подавление несущей на 30—
4 0 дБ, что эквивалентно увеличению эффективного отношения сиг­
нал-шум на выходе перемножителя. Если мощность источника та-
Эквивалентная схема объемного резонатора рассматриваемого
диапазона представлена на рис. 6.2. Эта схема справедлива для ре­
зонатора с высокой добротностью вблизи резонанса и в предполо­
жении, что нагрузка резонатора носит чисто активный характер.
Если активную составляющую сопротивления резонатора принять
равной единице, то коэффициент р представляет собой параметр
связи. Для случая отражающего резонатора, при котором Zo2=0,
а Z oi=Z o=P, входное полное сопротивление резонатора вблизи ре­
зонанса Z = g [ l + 2 / ( [ — /о ) /В д ] , где Z — сопротивление на частоте
f; R — сопротивление на частоте [о! 6 д — ширина полосы пропуска­
ния ненагруженного резонатора.
Коэффициент отражения со стороны входа
^
Z - Z q_
1 - 3 + 2 / ( [ - 1 .) / 6 д
Z
l +
+
Z
g
g
+
2 / ( f —
в и в га
( о ) / В д
Ширина полосы нагруженного резонатора В = В д ( 1 + р ) .
1
Если на
резонансной частоте резонатор идеально согласован, то g = l ,
= 2S д и выполняется равенство
В=
Анализатор
спетра
Г
l+ 2 /([ -f.)/S
Структурная схема устройства, в котором применен отражаю­
щий объемный резонатор [122], представлена на рис. 6.3,а. Если
волноводный мост полностью сбалансирован и шум амплитудной мо­
дуляции источника много меньше фазового шума, то сигнал на вы186
УЧ,
,
I
Усилитель
i)
РИС. 6 .3 . Структурные схемы измерения частотных флуктуа­
ций с резонатором, включенным «на отражение» (а) и «на
проход» (б)
187
кова, что можно получить увеличение сигнала на 25 дБ, то мини­
мальное обнаруживаемое отклонение частоты при полосе анализа
1 Гц на частоте /мин=Ю® Гц составляет 2 -1 0 -’ Гц. Кроме того,
необходимо учитывать, что с уменьшением частоты модуляции зна­
чение Г уменьшается линейно. Коэффициент отражения характери­
зует эффективное ослабление между шумовыми боковыми частота­
ми, поступающими на резонатор, и частотами, которые отражаются
от резонатора и доступны для измерения. Это ослабление опреде­
ляет трудность измерения боковых частот низкого уровня вблизи
несущей.
РИС. 6.4. Структурная схема измерений по методу фазового
детектора
С труктурн ая схема измерения частотны х ф луктуаций
с частотны м дискрим инатором , вклю ченным на проход,
п ред ставлен а на рис. 6.3,6. В соответствии с рис. 6.2 ко ­
эф ф ициент передачи резон атора
________________________
\ +
h +
h - H f - u V / B ^
Т(fp)_____
-
где 5 = (1 + р, + %) 5 , ; Т (f„) =
фициент передачи на ч астоте f„.
l+ 4 (f-L )/S *
>
- коэф­
В таком дискриминаторе резонатор преобразует изменения ча­
стоты в изменения фазы, которые детектируются фазовым детекто­
ром. На его вход поступают сигналы в квадратуре. Составляющая
сигнала, содержащая ЧМ шумы, выделяется фазовым детектором,
усиливается и поступает на анализатор спектра, а составляющаи,
связанная с AM, подавляется фазовым детектором. Для правильной
работы необходимо, чтобы резонатор был точно настроен на несу­
щую частоту исследуемого сигнала, а фазовращатель настроен так,
чтобы фазовый детектор обеспечивал хорошее подавление AM сиг­
нала. Схема, в которой дискриминатор включен на отражение, дает
выигрыш в чувствительности на 10 дБ. Большей чувствительностью
обладает устройство, основанное на корреляционном методе, позво­
ляющем получить выигрыш в чувствительности на 10—20 дБ.
О днако в одноканальны х схем ах измерения ч астот­
ных ф луктуаций генераторов М М и С Б М д и ап азо н о в з а ­
труднительно проводить измерения ф азовы х (частот188
ных) ш умов на частотах ан ал и за менее 1 5 кГц. Д л я
измерения ф азовы х ш умов стабильны х по частоте источ­
ников иопользуется метод ф азового д етектора, который
о б л ад ает наивы сш ей чувствительностью .
Метод фазового детектора (Ф Д ). С труктурн ая схема
измерений по м етоду Ф Д н р ед став л ен а на рис. 6.4, а сам
он охарактери зован в [122]. Ч увствительность м етода
составляет 160 д Б /Г ц . П ри этом методе п о д л еж ат ср а в ­
нению по частоте д в а вы сокостабильны х по частоте
источника с одинаковы м и частотами. Б качестве прим е­
ра приведем м акси м альн о допустимые значения н еста­
бильности частоты , при которы х ещ е возм ож ны изм ере­
ния по такой схем е косвенны м методом при врем енах
изм ерения 10; 1 и 10-» с. На частоте н е с ш е й 7 ^ - 1 0
ОНИ составляли
соответственно I + ' I O
’ Ч г , n -is ^
1,3-10-®; на частоте 15-10'® Г ц — 6,5-10“ ; 5,5-10
6,5-10-'®, н а частоте 3 - 1 0 '' Гц — 3,2-10“ ; 3,2-10
и
з’,2-10-'®.
Н еобходим о отметить, что метод ф азового детектора
в рассм атриваем ом д и ап азон е частот о б л а д а ет наилуч­
шими характери сти кам и к а к при и зм ерениях ф л у кту а­
ций частоты с применением ан ал и зато р а сп ектра, т а к и
при изм ерении нестабильности частоты с и спользовани­
ем сп ециального устройства обработки. Этот метод по­
зволяет производить измерение нестабильности частоты
двух генераторов низкой стабильности, по в этом случае
эти генераторы д олж н ы п одстраи ваться по частоте с по­
мощью А П Ч . Б озм ож но изм ерять и ам плитудны е ф л у к­
туации сигналов. Ф азовращ ателем необходимо устано­
вить сдвиг ф аз меж ду измеряемы ми си гн алам и n k (где
fe= 0 , 1, 2, . . . ) .
П ри м ен яя гетеродинный метод измерений в р ас см а­
триваем ом д и ап азон е, мож но повы ш ать чувствитель­
ность и зм ерителя на три-четы ре п о р яд ка по сравнению
с измерением на основной частоте ген ератора, используя
м алош ум ящ ие (сравнительно низкочастотные), элементы
и увеличивая разреш ен и е п о частоте.
А нализ погреш ностей рассм атриваем ы х методов дан
в [122, 129, 141]. П ракти чески на частоте 7 5 Г Г ц п р и ч а стоте ан ал и за 10" Гц и мощности генераторов 10 ® Б т
п редельн ая чувствительность соответственно о д н о кан ал ь­
ных схем с резонатором на «отраж ение» и с резон ато­
ром на «проход», двухкан альн ой схемы с ф азовы м д етек ­
тором при измерении амплитущных ф луктуаций состав189
И К ди ап азон ов, являю тся смесители и опорны е ген ер а­
торы (гетеродины ) [3 ]. Р ассм отри м несколько подроб­
нее наиболее эф ф ективны е разновидности использую ­
щ ихся смесителей, т а к к ак их особенности влияю т на
структуру ап п аратуры измерения частот и частотны х х а ­
рактери сти к источников сигналов.
Д ости ж и м ая точность взм ер ен и я (или чувствитель­
ность изм ерителя частоты при зад ан н ой точности) в ко­
нечном счете оп ред еляется достиж им ы м отношением
сигнал-ш ум , которое, в свою очередь, зави си т от частоты ,
на которой осущ ествляется измерение, потерь п р ео б р а­
зован ия и ш умов см есителя, промеж уточны х усилителен
и гетеродинов. П ри м алы х уровнях си гн ал а гетеродина
отношение сигнал-ш ум определяется потерям и преоОразования, а при больш их — ш ум ам и входных устройств,
смесителей и гетеродинов. П ри использовании гармониковых см есителей эф ф ективность п р еоб разован и я, есте­
ственно, п адает. Д ости ж и м ы е характери сти ки см есите­
лей частоты в наибольш ей степени обусловливаю т дости­
жимую точность .измерения.
л яет — 130; — 120 и — 150 д Б , а при измерении ф азовы х
ф луктуаци й — 100; — 90 и — 120 д Б .
С ледует отметить, что возм ож ности методов и зм ере­
ния ф луктуаций на п ракти ке сильно зав и ся т от х а р а к т е ­
ристик детекторов (вольт-ваттной чувствительности и
уровня ш ум ов). Р езу л ьтаты даны д ля серийных д етек­
торов.
М етод измерения опектров с подавлением си гн ала не­
сущ ей частоты в р ассм атриваем ом диапазоне о б л ад ает
наибольш ей чувствительностью и больш им д ин ам иче­
ским диапазоном .
Д л я измерения спектров вблизи несущ ей при ч асто­
тах ан ал и за 10“®— 10~® Гц использую т метод оп ред еле­
ния сп ектр о в по р езул ьтатам измерения во временной
области. Д л я расчета соответствую щ их спектральны х
хар актер и сти к используется дисперсия А д ам ар а (ом.
п р илож ени е). Такой об раб отке результатов измерений
присущи недостатки; соответствую щ ие им ф ильтры в ч а­
стотной области имеют парази тн ы е пики, недостаточное
подавление кры льев характери сти к, ж есткую связь ц ен ­
тральной частоты и ш ирины характери сти ки . В более
общем виде статистическая об раб отка сигналов иссле­
д о ван а в [135], где п оказано, что оптим альны м и сво­
бодным от перечисленны х недостатков явл яется метод
гауссовских функций.
Ф луктуационны е характери сти ки в рассм атриваем ы х
д и ап азо н ах исследую тся с помощ ью лабораторн ы х у с та ­
новок.
Широкое применение находят смеснтелн на диодах типа ме­
талл - окисел - полупроводник (МОП), которые представляют собой
выпрямляющий барьер Шотки, постоянная пР^енн которого опре­
деляется дрейфовой скоростью электронов в области барьера и со
ставГяет
с, что определяет границу спектрального Диапазону
Из-за высокого сопротивления растекания г; в полупроводниковой
тодложке граничная частота / . р = ( 2 я г с ) ®“ ™ . Х т “ в'а;тная
три порядка меньше предельной частоты
чквива
чувствительность v в ММ диапазоне порядка 10® В /В т, а эквива
2 .“ Г я м о щ .о с ,Л ,м . около Ю -;; В ./Г к «■
ная обнаруживаемая мощность 10-'®— 10
Вт/Гц. ^Значение /гр
ограничивает применение МОП-смесителя с п о д л о ж к у из кремния
Г ля измереиия'частоты HCN-лазера с Я =337 мкм. Сопротивление
растекания п может быть уменьшено прн
водника с большей подвижностью носителей, например 1пМ.
Освоить коротковолновую часть ИК диапазона
^
смесителей пока не удалось. Здесь заменой им служат смесители на
" х т н п Г м е т а л л '-о к и с е л -м е т а
(МОМ). В первых публи­
кациях по этому вопросу предполагалось, что замена полупроводни­
ковой подложки металлической приведет лишь к существенному
уменьшению п . Однако это проявляется лишь на частоте Г гр- с ( к с п е р н ^ ы показали, что величина U , увеличивается примерно до
10'‘ Гц. Это связано с изменением механизма детектирования, в про­
цессе включается туннельный механизм с постоянной времени т s=.10-‘* с Вольт-ваттная чувствительность у днода в ГкЬМ диапазо­
не составляет 10 В /В т н уменьшается с ростом частоты. Резкое
падение у наблюдается прн переходе от волноводной конструкции
смесителя к открытой н обусловлено, по-видимому, несовершенст­
вом согласования смесителя с электромагнитной волной. Игла в сме^снтелях на МОП- и МОМ-диодах является антенной; оптимальный
191
6.4. Средства измерения частотных и спектральных
характеристик сигналов
П ромы ш ленностью освоен и вы пускается ряд прибо­
ров, позволяю щ их производить измерение частотны х и
сп ектральн ы х х ар актери сти к в М М диап азон е волн.
И звестен ряд лабораторн ы х установок д л я п рец изи он ­
ных измерений частотны х и спектральны х х ар а к тер и ­
стик, которы е обеспечиваю т измерения до ч астот 10'‘* Гц
и создание сетки опорных частот до частоты 10'® Гц
[124, 139].
6.4.1.
Элементы, узлы и устройства измерительных
средств частотных и спектральных измерений. О сновны ­
ми элем ентам и, определяю щ им и п оказател и изм ерителей
частот и других характери сти к сигналов ММ, С Б М и
190
1
угол падения лазерного луча на переход хорошо описывается извест­
ным выражением из теории протяженных антенн 0 = arccos (1—
—0,373A/L), где L — длина иглы (антенны); Я — длина волны излу­
чения. Пороговая чувствительность МОМ-диодов в ИК диапазоне
1 0 -" — 10-*’ Вт/Гц.
Необходимо отметить, что МОМ-диоды чрезвычайно неустойчи­
вы ввиду малых толщин окисла (около 0,01 мкм). Весьма редко
рабочая точка сохраняется дольше чем на 1 сутки. Кроме того,
такие диоды весьма чувствительны к колебаниям мощности и усло­
виям формирования контакта. Оказалось, что в области частот
10'* Гц контакт не выдерживает больших мощностей клистрона, не­
обходимых для генерации высоких номеров гармоник. Однако он
успешно выдерживает большие мощности лазерного излучения
(400 мВт) более высокой частоты. Очень важно, чтобы вольфрамо­
вая проволока была тонкой. При измерении частот переходов
СОг-лазера толщина проволочки составляла 3 мкм. Обоснование
этому дано в. [136], где теория больших антенн распространена на
систему проволочка — подложка. Применение этой теории позволи­
ло объяснить существование оптимальных угловых положений про­
волочки относительно направления лазерного луча, поляризации
поля, а также рассчитать оптимальную длину антенны. Оказалось,
что вполне реально создание узконаправлениых антенн типа ромби­
ческих или биконусных для оптимизации приема излучения и умень­
шения потерь преобразования. Теория, развитая в [136], справедли­
ва для реальных МОМ-диодов, работающих в диапазоне длин волн
от 0,5 мм и короче.
Из-за сравнительно низкой вольт-ваттной чувствительности дио­
дов их целесообразно применять в схемах синтеза, где номера гар­
моники смешиваемых частот не превышают 6—7. При выборе схемы
синтеза частот очень существенно то обстоятельство, что МОМ-диод
не имеет «конкурентов» в ИК-диапазоне.
В качестве смесителей и умножителей применяются и джозефсоновские переходы. Сдерживающим фактором для экспериментато­
ров является необходимость использования жидкого гелия. Однако
применение джозефсоновских переходов может существенно повы­
сить точность измерения частот в СБМ диапазоне, в частности сред­
них частот и других частотных характеристик лазеров. Эксперимен­
ты показали, что при подаче на джозефсоновский переход микро­
волнового излучения он способен генерировать гармоники с номе­
ром до 10’. Так была получена 240-я гармоника частоты 70 ГГц.
В [128] отмечается, что наблюдалась 425-я гармоника СВЧ излуче­
ния, что позволило предложить новую схему синтеза частот
(рис. 6,1,8). Вследствие перекрытия столь широкого диапазона ча­
стот стало возможным отказаться от использования НСН-, НгС- и
ОгО-лазеров в схеме синтеза частот, существенно уменьшить по­
грешности переноса частоты до ИК диапазона и значительно повы­
сить разрешающую способность аппаратуры для измерения частот­
ных и спектральных характеристик. Это не означает, разумеется,
полного отказа от указанных генераторов, так как желательно иметь
реперы частоты в схеме синтеза на промежуточных частотах.
Следует подчеркнуть, что, поскольку джозефсоновские переходы
работают при температурах жидкого гелия, им свойственны очень
малые шумы: их минимальная обнаруживаемая мощность порядка
10- 2о_;1021 Вт/Гц, а ЭМ Ш ;:»5-10-‘® В т/Г ц‘/*. Вопрос о высокочас­
тотном пределе эффекта Джозефсона до сих пор окончательно ие
192
решен. Наблюдался сигнал биений на частоте 31,6 ГГц при облу­
чении сверхпроводящего контакта двумя лазерами, однако авторы
не смогли сделать однозначного выбора при объяснении механизма
смешения между тепловым и джозефсоновским эффектом. Дж озеф соиовский переход также обладает хорошими смесительными свой­
ствами на гармониках, его важным достоинством является очень не­
большая мощность, потребляемая от источника излучения. Управ­
ляющее напряжение перехода является частотно-зависимым и
составляет 2 -1 0 -’ В на частоте 1 ГГц. Важным следствием харак­
теристики ступенчатого вида джозефсоновского перехода является
ограничение удвоенной амплитуды напряжения промежуточной ча­
стоты; разность потенциалов между двумя соседними ступеньками,
которые создаются меньшей из смешиваемых частот, AU = <i)ih/2e,
т. е. максимум мощности сигнала промежуточной частоты Рт
возрастает как квадрат частоты o)i и для постоянного входного
сопротивления R b i усилителя промежуточной частоты:
Рт=А*Рвх/8я2егЛ,
(6.2)
где /в 1
частота на входе джозефсоновского смесителя; R — сопро­
тивление выхода смесителя, равное входному сопротивлению УПЧ
R b i , а — постоянная Планка; е — заряд электрона.
В табл. 6.1 представлены результаты зкопериментальной проверки вы раж ен и я (6.2), свидетельствую щ ие
об удовлетворительном совпадении теоретических и экс­
перим ентальны х данны х.
Т а б л и ц а 6 .1 . Э ксперим ент альны е характ ерист ики
дж озеф соновских см есит елей
Характеристики низкочастотного входа
джозефсоновского смесителя
п
Тип источника колебаний
N
Р с'IPш .
дБ
f.iГГц
Кварцевый генератор ча­ 16,2
стоты
120 МГц с умножителем 19,44
97,2
Клистрон с ФАПЧ
Характеристики
джозефсонов­
ского смесителя
Р ^ , дБ/мВт
экспер.
теория
156
21 С60
+=15
— 106
—99
130
26
21 060
810
17
— 101
— 79
— 88
0
—74
П р и м е ч а н и я ; п—нчмер смешиваемой гармоники; /V—коэффициент ум нож е­
ния частоты кварцевого генератора;
отношение сигнал-шум на проме.куточной частоте;
максимальная мощность на промежуточной частоте._________________
Таким образом , в настоящ ее врем я достигнуты зн а ­
чительные успехи iB соверш енствовании смесителей (см.
та к ж е гл. 2 ), что обеспечивает высокие п о казател и л а ­
бораторны х установок д л я частотны х и спектральны х из­
мерений. В промы ш ленны х
приборах,
естественно,
попользую тся серийны е смесительны е диоды, обеспечи­
ваю щ ие пока ху.дшпе п оказатели,
13— 3188
193
В ысокоточны е частотны е измерения в ММ, С БМ и
И К д и ап азо н ах возмож ны только при наличии источни­
ков опорных сигналов с хорош ими метрологическими
характери сти кам и . Н а п р ак ти к е принимаю т сп ец и аль­
ные меры по обеспечению высокой стабильности частоты
источников опорны х сигналов (гетеродинов). Требую тся
гетеродины к а к с ф иксированной частотой, т а к и с ш и­
рокой полосой перестройки по частоте, что определяется
конкретными требованиям и к измерительной установке.
В обоих случаях необходимо обеспечить высокую с т а ­
бильность частоты , а иногда — ее жестк]ую связь с ч а ­
стотами выходных сигналов квантовы х стандартов ч а ­
стоты.
Это, в свою очередь, обусловливает необходимость
переноса частот в М М и С БМ д и ап азон (их синтез).
П ри построении так и х гетеродинов использую тся все м е­
тоды стаби ли зац ии частоты (см. § 1.2) [3] и разли чн ы е
схемы переноса частот в ММ, С БМ и И К диап азон ы [3,
37, 127]. Н аилучш ие п оказател и присущи ступенчатой
схеме, состоящ ей из цепочки связан ны х м еж ду собой
системам и Ф А П Ч генераторов с ум нож ителям и частоты .
С истема Ф А П Ч в схем ах си н теза частот вы полняет рол ь
узкополосного ф ильтра, фильтрую щ его ф луктуаци и син­
тезаторов, умнож ителей, усилителей и других элем ен ­
тов, входящ их в систему синтеза частот. С истема Ф А П Ч
может р ассм атри ваться как ф ильтр ниж них частот отно­
сительно шумов колебаний опорной частоты и к а к
ф ильтр верхних частот относительно ш умов п од страи ­
ваем ого генератора.
В качестве прим ера практической реали заци и цепо­
чечной схемы на рис. 6.5 приведена структурная схема
стаби ли зац ии частоты H C N -л азер а по си гн алу ста н д ар ­
та частоты (см. рис. 6.1,6). М аксим альны й коэф ф ициент
умнож ения п ограничивается
допустимым
уровнем
ф луктуации на выходе блока умнож ения, которы й воз­
р ас тает при умножении в
[124, 137]. А нализ п оказы ­
вает, что при п олосе усилителей около 1 М Гц и допусти ­
мом отношении сигнал-ш ум на выходе ум нож ителя (бо­
лее 45 д Б ) м аксим альны й коэффициент ум нож ения р а ­
вен 1,5-10'*. Н а рис. 6.6 в качестве п рим ера приведена
зависим ость 5ф (Ё) д ля сигнала, умнож енного до частоты
890 ГГц [125] (спектр приведен к частоте 5 М Г ц ). Е сте­
ственно, необходим о п рин и м ать все меры по оп ти м и за­
ции отдельны х элем ентов и системы в целом [137]. Д л я
194
IS
о.
се
та
ж
S
о
S
о.
о
п
о
о
с
Z
и
DC
3ь
о
ь
S
1=:
S
ХО
3
S
S
V
ж
о.
ьж
си
lO
со 3
и ь
CLi ж
13*
195
•IT
СОЗдайия Сетей частот в р а с ­
см атри ваем ы х д и ап азо н ах ис­
пользую т множ ество линий,
генерируемых л азе р ам и (см.
гл. 1). Н а основе других струк­
турных схем синтеза частот,
подобных показанной на рис.
6.1 и применения методов с т а ­
билизации частоты [3] стро­
ятся гетеродины д л я частотны х
и спектральны х измерений в
М М и С Б М д и ап азо н ах волн.
Ч астотны е
изм ерения
в
1
«Л W’ Ю* tO^F,rif
д иап азон е выш е
1— 2 ТГц
РИС.
6.6.
Спектральная
связан ы
с больш ими
тех­
плотность мощности ф азо­
ническими трудностям и и мо­
вых флуктуаций на частоте
890 ГГц
гут производиться только на
специальны х
измерительны х
установках, построенных с использованием последних
достиж ений техники. Особо точны е системы д л я изм ере­
ния частот л азер ов и создан и я сетки стабильны х частот
С Б М и И К д и ап азон ов создаю тся на основе схемы синТ аблица
и зм ерений
6 .2 . Х ар а кт ер и ст и ки гет еродинов д л я частотных
Наименование прибора
Гетеродин 43,5 ГГц
Гетеродин 48,8 ГГц
Гетеродин 74 ГГц
Л ГГц
(п = 1 , 2. 3)
а [<¥>1/®о*)
43,5
48,8
74,232
5 -1 0 -*
5 1 0 -'*
10-">
при т = 1 0 с
•1 ° [<‘<’>1— относительная нестабильность
^вых мин’
5 -1 0 -* (/= 4 3 ,5 ГГц)
5 -1 0 -* (f= 4 8 ,8 ГГц)
5 - 1 0 - ’ (f= 7 4 ГГц)
частоты выходного сигна.па.
теза частот [127], которая и явл яется наиболее удачной.
П огреш ность определения частот л азер о в и синтеза сет­
ки частот в значительной степени определяется п ром е­
ж уточными схем ам и си н теза (гетеродинам и) с ч асто та­
ми 74; 43,5; 48,8 и 5,9 ГГц (см. рис. 6.1 и 6 .4), конструк­
тивные
особенности и точностные
характери сти ки
(табл . 6.2) которы х достаточно подробно излож ены
196
в [124]. Внеш ний вид ге-^
теродина частоты 74 ГГц,
структурная схем а кото­
рого
представлен а
на
рис. 6.5, п оказан на рис.
6.7. С обственная неста­
бильность частоты , вно­
си м ая этим гетеродином
в ум нож аем ы й сигнал, со­
ставл яет 10“ '2 за врем я
измерения 10 с.
На рис. 6.8 представлен
внешний вид гетеродина ча- i'j
стоты 43,5 ГГц. Нестабиль­
ность
частоты,
«вносимая»
этим гетеродином, составляет
5-10-'* за время измерения
10 с. Указанные гетеродины
выпущены малой серией. Изме­
рения частоты
Не—Ne/CH4лазера позволили определить
частоту
этого
лазера
f=
= 8 8 376 181 6 1 6 ± 3 кГц с по­
грешностью 1 0-" . На совре­
менном этапе развития наукн
и техники предъявляются все
РИС. 6.7. Внешний вид гетеро­
более высокие требования к
дина частоты 74 ГГц
точностным
характеристикам
эталонов
и,
следовательно,
к точностным характеристи­
кам мер частоты, входящим в состав государственного и вто­
ричного эталонов времени и частоты. Введение в состав эталонов
в качестве мер частоты лазеров, которые обладают большими по­
тенциальными возможностями, приводит к необходимости улучшать
основные метрологические характеристики систем синтеза частот,
собственная относительная нестабильность частоты которых в перс­
пективе не должна превышать 10-'»— 10-'®. Введение в состав эта­
лонов мер частоты на базе Не—N e-лазеров, стабилизированных по
ячейке на СН,. позволит существенно улучшить метрологические ха­
рактеристики эталонов. Следует ожидать достижения относительном
погрешности воспроизведения частоты не хуж е (1— 0,5)-10
. Этот
факт определяет необходимость совершенствования рассматривае­
мых гетеродинов. Другие элементы, устройства и узлы измеритель­
ных приборов и лабораторных установок для частотных и спек­
тральных
измерений
аналогичны соответствующим элементам
приборов и установок СМ диапазона '[127, 139].
6.4.2.
С редства изм ерения частотны х характери сти к
сигналов. С ущ ествую щ ие средства изм ерения частотны х
характери сти к си гн алов строятся на основе рассм отрен­
ных методов и устройств.
197
п рец изи он ны е
сред­
ства частотны х и зм ере­
ний в рассм атриваем ы х
д и ап азо н ах в настоящ ее
врем я, к а к правило, су­
щ ествую т в виде л а б о р а ­
торных установок. И з се­
рийных
промы ш ленны х
приборов известны ч асто­
томеры, р аб ота которы х
основана на сочетании
метода дискретного счета
с гетеродинным до ч асто­
ты ПО ГГц, а та к ж е вы ­
сокостабильны е
ген ера­
торы и синтезаторы ч а­
стот до 100 ГГц. С ледует
отметить тенденции ш и­
рокого применения встро­
енных микропроцессоров
в новейш их частотом ерах
и полной автом атизаци и
РИС. 6.8. Внешний вид гетеро­
процесса
измерений, об ­
дина частоты 43,5 ГГц
работки и докум ентиро­
вания результатов.
П ринцип .работы и устройство первого гетеродинного
частотом ера Ч4-8, к ак отм ечалось, подробно рассм отре­
ны в [3, 123, 126]. Н а п ракти ке измерение частоты этим
прибором мож но производить до частот 80— 100 Гц при
тщ ательной кали бровке, так к а к его чувствительность
п озволяет р аб о тать на более высоких гарм он и ках и зм е­
ряемого си гн ал а. В качестве прим ера достигнуты х про­
Т аблица
6 .3 .
мыш ленностью п оказателей в табл.
рактеристики отечественны х частотом еров 43-61 и коми
л екта приборов 43-54, 4 5 -1 3 и Я ЗЧ -42.
У строй ство электронно-счетны^^^
мени измерения так как при времени измерения, соизмеримом
ГмептГы Гвреме’нем частотомера, возникает смещенность оценки рес мертвым временем час
и ,
Особенно велика эта
^ е н н ё с т Г ^ ч а с т ™ фликке;-ш ум1 Поэтому при измерениям
к п а ^ е м е н т о й нестабильности необходимо либо пользоваться
Э С Ч Т р т в о е время которых значительно меньше времени измереL h , л и Г и зм ер я т ь нестабильность частоты, используи метод фазо“° ' ' ° В ® к а ч ^ ' типовых примеров зарубежных ^в^отомеров приве,
QPU rhurtuTj Hew lett Packard типа 5345A с прсобраГ ател5Г част?т?5а
1 .5 - 4 0 ГГц. фирмы Takeda
Riken типа TR5204 на диапазон 100 кГц — 40 ГГц и фирмы EIP
Microwave типа 548А «а диапазон 10— 110 ГГц (диапазон перекры­
вается при использовании набора из пяти сменных блоков), требуе-
Х ар а кп черистики час тотомеров
Наименование прибора
Частотомер 43-61
Л ГГц
8 ,1 5 —3 7 .5
Погрешность измерения частоты
й„ ± 1 ед. сч. (НГ);
150
йо + '1— ± 1 ед. сч. (ИМ)
/нзм
Комплект приборов:
43-54, 45-13, ЯЗЧ-42
10—78,33
1 ,5 -1 0 -’ (по частоте кварцево­
го генератора)
Рвхмин-“«В’'
Габариты,
мм
М асса,
кг
Дополнительные сведения
100 (НГ);
250 (ИМ)
490X 136X 480
16
ЭСЧ, светодиодная индикация,
11 разрядов
100-1200
490X 135X 480
490X 116X 480
16
18
Возможно дистанционное програм­
мное кодовое управление
измериемая частота; е д . с ч .— единица счета.
П рим ечапии:
198
Н Г— непрерывный режим; ИМ — импульсная модуляция; /ц з^ ,—
199
мый минимальный уровень входных сигналов этих частотомеров от
—(10 до —25 дБ (относительно 1 мВт), разрешение по частоте
1 Г ц — I кГц [138]. Для них характерно использование базовых
блоков с встроенными микропроцессорами и автоматизация процес­
са измерения «а основе последних, сменных модулей и внешних
смесительных секций. Следует отметить, что сложные автоматизи­
рованные измерительные системы с высокими точностными харак­
теристиками, сочетающие высокостабильные генераторы, синтезаторы
частоты и частотомеры и предназначенные для многих применений,
используются в практике частотных измерений.
На основе рассмотренных в п. 6.4.1 гетеродинов и систем ФАПЧ
можно построить измерительные лабораторные установки для час­
тотных измерений в СБМ и ИК диапазонах [139, 140].
6.4.3.
Средства измерения спектральных характери­
стик сигналов. И звестны е средства измерения сп ек­
тральны х х ар актери сти к си гн алов основываю тся на уж е
рассмотренны х м етодах и устройствах (см. пп. 6.4.1,
6.4.2).
П рецизионны е средства, к ак правило, сущ ествую т
в виде лаб ораторн ы х установок.
Из промы ш ленны х р азработок известны пока спек­
тр о ан ал и зато р ы до частот 220 ГГц. Здесь так ж е н аб лю ­
дается тенденция полной автом атизаци и процесса и зм е­
рений и обработки их результатов с использованием
средств вычислительной техники.
К а к у ж е отмечалось, вы пускаем ы е у н ас в стране и
за рубеж ом сп ектроан али заторы ММ д и ап азо н а волн
реализую т последовательны й метод ф ильтрации [123,
138], строятся по схемам, аналогичны м схемам сп ектро­
ан ал и зато р о в СМ д и ап азо н а волн, и имею т примерно
такие ж е конструкцию и характеристики, которые по­
дробно рассмотрены , наприм ер, в [123]. О своение более
высоких частот осущ ествляется путем смеш ения частот
на высоких гарм ониках.
Смесительные секции выполняются как встроенными, так и вы­
носными. В качестве примера в табл. 6.4 приведены характеристики
отечественных
промышленных
спектроанализаторов
СЧ-27
и
СЧ-60/2 [2].
В качестве примера зарубежных промышленных приборов ука­
жем спектроанализаторы фирмы Polarad Electronics типа 630В на
диапазон до 40 ГГц, фирмы Tektronix типа 492Р на диапазон
50 кГц — 220 ГГц с полной автоматизацией процесса измерения,
обработки и документирования информации и фирмы Hew lett Pac­
kard на базовой модели 8566А на диапазон 100 Гц — 220 ГГц. П о­
следний спектроанализатор имеет поддиапазоны 100 Гц — 22 ГГц;
22 — 40 ГГц и 26,5 — 220 ГГц, которые перекрывают с помощью
сменных модулей и внешних смесительных секций, работающих на
высоких гармониках. Все указанные спектроанализаторы последователыгого действия обладают хорошими характеристиками и строятся
200
Таблица
Наиме­
нование
прибора
6.4 .
Основные характеристики спект роанализаторбё
Погрешность
измерения
f. ГГц
U
X
X
S
р** ,
Д Б^
дБ
Примечание
ь
а -2 7
2 -1 0 -’ f +
+ 1 МГц
С4-60/2 + 10-* /
6»/о (отгошения'
уровней)
50
Габариты 4 9 0 X 2 I5 X
-7 0
0,01 — 1
Х 475 мм; масса 30 кг
39,6
1 . 5 - I —(I C 0 - 60—50 Измерение частоты по
цифровому
индикатору,
70)
39,6
работает в комплекте с
преобразователем
ЯЧС-60; габариты 480Х
X 1 6 0 X I5 5 мм (каждого
из двух блоков); масса
60 кг
*•
— уровень собственных шумов относитечьно уровня 1 мВт в полосе 1 кГц.
*** /V—динамический диапазон.
на базовых типовых блоках и сменных модулях со встроенными
микропроцессорами, обеспечивающими автоматизацию измерений.
Существует тенденция разработки за рубежом как сравнитель­
но простых переносных дешевых приборов со средними характери­
стиками, так и дорогостоящих измерительных систем с программным
дистанционным управлением на основе встроенных ЭЦВМ либо
внешних больших ЭЦВМ с предельно достижимыми в настоящее
время показателями.
Из-за отсутствия серийно выпускаемых приборов на более вы­
сокие частоты в ряде случаев необходимо, используя гетеродинный
метод (см. § 6.2), производить анализ спектров, применяя стандарт­
ную аппаратуру более низкочастотного диапазона (до 40 ГГц).
В качестве примера наблюдения спектра с помощью стандартного
низкочастотного анализатора спектра (на промежуточной частоте
75 МГц) можно привести эксперимент получения спектра биений
между сигналом лазера частоты 2,53 ТГц и 21 060-й гармоникой
кварцевого генератора, работающего на частоте 120 МГц. При та­
ких номерах гармоник гетеродина последний вносит существенные
искажения в спектр исследуемого сигнала. Однако при использова­
нии высокочастотных гетеродинов с высокой стабильностью частоты
[124, 139, 140] и с хорошими спектральными характеристиками путь
транспонирования спектра представляется наиболее надежным, если
не единственно возможным, в СБМ диапазоне. В п. 6.4.1 рассмотре­
ны характеристики некоторых гетеродинов 1[124, 139, 140], которые
могут быть успешно применены и при измерении спектров сигналов
в ММ и СБМ диапазонах.
В качестве прим ера изм ерителя ф луктуационны х х а ­
рактеристик в д и ап азо н ах 20— 30 ГГц и 75 ГГц опишем
кратко прибор и в е 16 [125], выпускаемый м алы м и се201
риями. Сменные волноводны е блоки прибора позвОЛякЗТ
производить измерение ам плитудны х и частотны х ф л у к ­
туаций к а к одного источника (одноканальны й и зм ери­
тель, построенный п о структурной схеме рис. 6.3,6), так
и двух источников (двухканальны й измеритель, реалиТ а б л н ц а 6 .5 . Х аракт ерист ики прибора И ВС 16 п р и полосе
а н а л и за 0,1— 2-10* Г ц
Измеряемые
характеристики
фф*
ФФ
АФ**
ФФ
ФФ
АФ
М етод измерения
ФД (резонатор, на
„отражение*)
ФД
Предельная
чувстрительность, дБ
Частота ана­
лиза Г , Гц
— 70
— 100
— 130
— 100
— 120
— 150
20
10’
10’
20
10’
10’
10-»
10-»
10-»
1 0 -"
1 0 -'»
10-'»
• ФФ— фазовые флуктуации.
»• АФ — амплитудные флуктуации.
относительная предельная нестабильность частоты за 1 с.
зую щий метод ф азового детектора, см. рис. 6.3,в). О б а
изм ерителя выполнены в одном сменном вы сокочастот­
ном блоке. У силители, устройство корреляционной о б р а­
ботки, ф ильтр верхних ч астот и вольтметр разм ещ ены
в блоке д и ап азо н а 1— 100 М Гц. Х арактеристики прибора
при мощности изм еряем ы х си гн алов 1 м В т п р ед став л е­
ны в таб л. 6.5.
6.5. Направления и перспективы развития
П ри создании средств измерения частотны х и сп ек­
тральн ы х характери сти к д л я коротковолновой частоты
М М и С БМ диапазонов волн возни кает ряд специфиче­
ских проблем , некоторые из которы х были рассм отрены .
Основными из них являю тся; соверш енствование смеси­
телей, ум нож ителей, опорных генераторов и систем син­
теза частоты .
В едутся интенсивные работы в области исследования
квантовы х устройств (см. гл. 1), газовой и м ол ек ул яр­
ной спектроскопии в С БМ д и ап азон е волн, которые
интенсиф ицирую т исследования в области частотны х и
спектральны х измерений. И сследования, направленны е
на создание единого этал он а времени, частоты и длины
волны на основе вы сокостабильны х относительно про202
стых и недорогих стабилизированны х по частоте с по­
мощью метановой (С Н 4) ячейки Н е N e-лазеров, позво­
ляю т «связать» традиционно используемую часть р ад и о ­
диап азон а с С БМ и оптическим диапазонам и . Д л я р е а ­
лизации и использования в ради оди ап азон е высоких точ­
ностных характери сти к Н е— N e— С Н ^ л а з е р а необходи­
мо создать не только надеж ную систему ™ е з а частот
с относительной погреш ностью синтеза 10 — 10 , но
и ап п аратуру метрологического обеспечения с лучш ими
характери сти кам и , что возмож но только при разр або тке
соответствую щ ей элементной базы .
С оздание надеж ной системы синтеза ч асто т в С БМ и
И К области сп ектра (до 88 ТГц) приведет к расш и ре­
нию сферы прим енения измерений времени и частоты,
а следовательн о, и к развитию систем передачи точного
времени и частоты. У соверш енствопание, наприм ер, ме­
тода си н теза частот д аст возм ож ность сущ ественно уточ­
нить скорость света и создать единый эталон частоты,
времени и длины . К аж ды й этап ум нож ения частоты при
синтезе частот повы ш ает нестабильность частоты выходНОГО сигнала. П ри этом на частотах выш е 10'^ Гц ум но­
ж ение частоты осущ ествляется со все меньшей эффективностью. Д л я воспроизведения единицы длины и ч а­
стоты становится целесообразны м использовать один и
тот ж е атомный переход, который л еж и т в области те­
рагерц, прим еняя для создания квантовой меры частоты
триплетны е м етастаби льн ы е состояния Са или M g
[142].
С оздание такой меры частоты, основанной на прим е­
нении двухфотонного резонанса в системе с разнесенны ­
ми осциллирую щ ими полями, откры вает возмож ность
получения
относительной
нестабильности
частоты,
близкой к предельной для С БМ оптического и и нф ра­
красного д и ап азон ов (около 10“ ’®), хорошие м етрологи­
ческие характери сти ки и надеж ность.
Н епреры вное соверш енствование элементной базы,
методов измерений частотны х и спектральны х^ х ар а к т е­
ристик, интенсиф икация исследований в данной области
безусловно способствую т и развитию соответствую щ их
средств измерения, что позволяет ож и д ать в б л и ж а й ­
шем будущ ем создания промы ш ленны х приборов во
всем д и ап азо н е М М и С БМ длин волн.
203
7
ГЛАВА
Измерение длины волны
7.1. Особенности измерения длины волны в ММ
и СБМ диапазонах
И зм ерение длины волны электром агнитного излучения
явл яется традиционной зад ач ей радиоизм ерений. В М М
и С БМ д и ап азо н ах длин волн измерениям длины волны
присущи особенности, вы текаю щ ие из того, что для ММ
д и ап азо н а длин волн разм еры устройств соизмеримы
с длиной волны. П ри п риближ ении к С БМ д и ап азон у
соизмерим ость длин волн и р азм еров устройств н ару­
ш ается. В р езультате освоения коротковолновой части
М М и С Б М диапазонов длин волн появилась новая
область научных и технических реш ений — квазиоптика,
в которой разм еры волноведущ их трактов и устройств
п ревы ш аю т длицу волны. П оэтом у в М М и С БМ д и а п а ­
зонах устройства д л я изм ерения длины волны — волно­
меры выполняю тся к ак в волноводном, т ак и в к в ази ­
оптическом варианте.
Д л и н а волны К и частота f колебаний связаны м еж ­
ду собой соотношением
X = v /f,
(7.1)
где V — ф азо в а я скорость распростран ен ия эл ектр о м аг­
нитной энергии в среде.
Основной характеристикой электром агнитны х коле­
баний следует считать частоту, так к ак ф азо в ая скорость
и дли н а волны зав и ся т от условий распространения эл е к ­
тромагнитны х волн. И зм ерение частоты связан о с опре­
делением временных интервалов. И зм ерение длины вол­
ны излучения основано на определении линейных р а з ­
м еров и на принципе резонансного откли ка перестраи ­
ваем ого избирательного элем ента (резонатора, реш етки,
интерферометра.).
В п р акти ке исследований в ММ и С БМ д иапазонах
длин волн в ряде случаев более удобно оперировать п о­
нятием «длина волны», т а к к ак многие устройства этих
д и ап азо н о в имею т кратны е длине волны или сои зм ери ­
мые с нею разм еры . И зм ерения длины волны п роводят­
ся с точностью, меньшей по сравнению с точностью и з­
мерения частоты.
204
К волномерам в данны х диап азо н ах п р ед ъявл яю тся
/ следую щ ие требования: однозначность в измерении д л и ­
н ы w iH H , м алы е вносим ы е потери и м акси м ал ьн ая чув­
ствительность, м и н им альн ая основная погреш ность измепений,' простота конструкции и эксп луатац и и [2 ]. П о след ­
ние требования легко выполнить для резонансны х вол­
номеров. Д и ф рактом етры и интерферометры более
слож ны в конструктивном выполнении и эксплуатации.
П оэтому они не получили ш ирокого распространения.
В М М д и ап азо н е волн геометрические разм еры
устройств соизм ерим ы с длиной волны. П рименяемы е
здесь объемны е резонаторы о б ладаю т достаточной д о ­
бротностью (до 3000). В С Б М д и ап азо н е геометрические
р ^ м е р ы устройств во много р аз превы ш аю т длину вол­
ны О бъем ны е резонаторы , на длине которы х у к л ад ы в а­
ется одна-две полуволны, становятся малы м и, доброт­
ность, а вследствие этого и разреш ение их вы ходят за
рам ки прием лем ы х норм. В озрастаю т требован ия к чи­
стоте обработки поверхностей, образую щ их резонатор, и
точности изготовления механизм ов перестройки.
этим причинам в коротковолновой части ММ и в Cbiw
д и ап азон ах получили распространение волномеры на
основе откры ты х резонаторов, а та к ж е волномеры,
использую щ ие явление диф ракц ии волн на реш етках, и
интерферометры различны х типов.
Во всех перечисленны х устройствах измерение длины
волны сводится к определению линейных или угловы х
перемещ ений. П оэтому одной из основных проблем
в р азр аб о тк е волномеров является увеличение точно­
сти измерения линейных разм еров или применение ме­
тодов, исклю чаю щ их измерения
линейных
перем е­
щений.
По принципу работы волномеры данны х диапазонов
д ел ятся на три основные группы: резонансны е волноме­
ры на объемны х резонаторах; волномеры на откры ты х
резон аторах; диф ракционны е и интерференционны е и з­
мерители длин волн, использую щ ие квазиоптические
принципы.
Н езависим о от принципа действия волномеры содер­
ж а т избирательны й элемент, устройство связи с линиеи
передачи, систем у механической перестройки и^отсчета,
встроенный индикатор или выход на внешний инди­
катор.
205
По способу отсчета волномеры классиф ицирую тся
к ак устройства с непосредственным отсчетом, с отсче­
том при помощи таб ли ц и д и а гр ам м и ском бин и рованн ы м
отсчетом. По способу вклю чения они являю тся йроходными либо оконечными. К ласс точности даннЫ х уст­
ройств в М М и С БМ д и ап азо н ах длин волн леж и т
в п р ед ел ах 0,5— 0,2, ® зависимости от принципа, поло­
женного в основу работы волномера, и с укорочением
длины волны он сниж ается.
7.2. Р езонансны е волномеры н а объемны х
резон аторах
Волномеры на б азе объемного перестраиваем ого ре­
зон атора получили ш ирокое распространение в СМ и
ММ д и ап азо н ах дли н волн. Н есм отря на некоторы е
трудности расчетного и технологического х ар ак тер а,
волномеры этого типа прим еняю тся вплоть до длины
волны 1 мм. Н аиболее важ ны м и характери сти кам и о б ъ ­
емных волномеров являю тся: добротность и эталонность,
от которы х в основном зависит точность измерений; спо­
соб настройки и отсчета, определяю щ ий как удобство
работы с волномером, так и его точность; полоса пере­
стройки или д иапазон и зм еряем ы х длин волн; и зб и р а­
тельность в отношении высших типов колебаний, опре­
дел яю щ ая однозначность измерений.
В качестве объемного резон атора в резонансны х вол­
ном ерах использую тся отрезки закороченны х на концах
отраж аю щ им и плоскостями прямоугольны х и круглы х
волноводов, образую щ ие прям оугольны е и цилиндриче­
ские объемны е резонаторы [143]. Ш ирина резонансной
кривой, от которой зави си т точность настройки и отсче­
та длины волны, явл яется функцией добротности резо н а­
тора. Повы ш ение добротности связан о с увеличением
р азм ер о в резонатора. Но любой разм ер резон атора не
м ож ет быть больш им длины волны, т а к к ак при увели ­
чении разм еров резон атора при сохранении длины вол
ны появляю тся колебания высших типов. В свою о ч е­
редь, с укорочением длины волны ум еньш аю тся разм еры
резонатора, и добротность падает. Это явл яется одним
из ограничений прим енения объемны х одномодовы х р е­
зон аторов в коротковолновой области М М д и ап азон а.
При р азр аб о тк е резонансны х волномеров вопросу
исклю чения высших типов колебаний и работе только иа
206
I одном типе уд еляется больш ое внимание. С елекция тйпов колебаний осущ ествляется специальны ми сп особа­
ми. П о б о р о м соотнош ения рабочей длины L и д и ам е­
тра D О бъемного резон атора добиваю тся не только его
м аксим альной добротности, по и возбуж дения ко л еб а­
ния только одного типа при м аксим альной перестройке.
Д л я цилиндрического волновода м еж ду длиной вол­
ны в волноводе, критической длиной волны и длиной
волны вТсвободном пространстве сущ ествует о п ред елен ­
ная связь [143]:
(2лА ш,)2=(2 лА о)®-(2 лА в)2.
^
(7.2)
К рити ческая длина волны Hmn Xk9 ='H,D/X тп, а для
волн ЕтпЯкр = л О Д т п , где Х ' т п - г п - й корень уравнения
]'Ш х )= 0 \
Х т п-гп-й
корень уравн ен ия
У т ( х ) —
и ,
Jm{x) и / ' т ( х ) — цилиндрическая ф ункция Б есселя пер­
вого рода и ее п роизводная соответственно.
С учетом разм еров резон атора L и D уравнение ( 7 . 2 )
мож но п ереп и сать в следую щ ем виде:
(fD) 2 = (сХ'т п/п) 2 + (c N /2 ) 2( D / L ) 2
(7.3а)
д ля волны Н mrii
(/D )2 = (c X m « A )2 + (c V /2 )2 (D /L )2
(7.36)
д л я волны типа Emnг, АОЛ г
Зн ач ен и я Хшп и Х'тп п ротабулированы в [143]. 1 р а ­
фик функции (fD)2 в зависмиости от (D /L )2 является
прямой линией — линией перестройки, н аклон которой
зависит от продольного индекса колебаний в р езон ато­
ре. В еличина N пропорциональна продольном у числу
в ш ироко используемой классиф икации типов колебаний
в волноводах и резон аторах. Здесь т — число полных
периодов изменения поля по углу, л — число полупериодов на ди ам етре, q — число полупериодов изменения н а ­
пряж енности п о л я вдоль длины резон атора. Точка п ере­
сечения оси (fZ))2 зави си т от поперечны х индексов.
Н а рис. 7.1 п риведена д и агр ам м а колебаний не­
скольких типов в цилиндрическом резон аторе. Д л я ко­
леб ан и я типа Н щ сплош ным прямоугольником I о г р а ­
ничены д и ап азон частот и соответств|ующее изменение
длины резон атора, при которой он возбуж дается только
на одном типе колебаний и п о казан и я волномера одно­
значны.
В прямоугольнике, показанном ш триховой линиеи,
могут иметь место так н азы ваем ы е наклады ваю щ и еся
207
типы колебаний, не пересекаю щ ие линию перестройки
колебан и я основного типа.
Д л я колебаний типа Н оп и Е щ граничны е у/;ловия
могут бы ть удовлетворены одновременно, т а к к ак корни
бесселевы х функций сов1падают. Такие колебания н азы ­
ваю тся совместными. Волномер, резонатор кототого воз­
буж дается на колебании типа Ноп, имеет п ерж трой ку,
ограниченцую сплош ным прямоугольником 2. |К о л е б а ­
ние Нои имеет более высокую добротность по ср авн е­
нию с другим и. В прямоугольник, показанны й щ трихо-
РИС. 7.1. Виды колебаний в цилиндри­
ческих объемных резонаторах
РИС, 7.2. Резонанс­
ные волномеры с объ­
емным резонатором
вой линией, попадаю т так ж е частоты, пересекаю щ ие л и ­
нию перестройки — перекрестны е типы. В ы бирая спосо­
бы возбуж дений и подавления, мож но избавиться от не­
ж елательны х резонансов.
Схема резонансны х волномеров с объемны м р езон а­
тором п о казан а на рис. 7.2. Волномер состоит из объемвого резонатора ( / ) , который св язан элементом связи
(2) с волноведущ им трактом . В М М диапазоне элем ент
связи имеет вид круглого отверстия, либо системы о т ­
верстий, либо щели_в широкой или узкой стенке волно­
вода, в его торце. П ерестройка резон атора осущ ествля­
ется подвижным короткозам ы каю щ им поршнем
(5)
с омическими или реактивны м и контактам и. П орш ень
п ерем ещ ается с помощью м икрометрических винтов вы ­
сокой точности (4). Н астрой ка в резонанс индицируется
по максимуму или минимуму сигнала индикатора, в за208
т
вйсимости o t to ro , явл яется волномер прбходным ИЛИ
оконечным.
К ак пример
типовы х
конструкций
волномеров
с объемны м резонатором рассмотрим созданны е в И Р Э
АН У С С Р под руководством Е. М. К улеш ова волномеры
ММ д и ап азо н а на стандартн ы х р азм ер ах волноводов
[8 ]. С амым коротковолновым из них явл яется волномер
на длины волн 1,7— 2,55 мм.
В резонаторе волномера возбуж дается Hi и тип коле­
баний. Это д ости гается подбором геометрических р а з м е ­
ров резон атора и вида
связи. Д и ам етр резо­
в
4 5 7
^
натора взят
равным
1,98 мм.
На
длине
волны 1,7 мм ак си ал ь ­
н ая длина резонатора
L = 0 ,9 2 мм, а на д л и ­
не волны 2,55 мм L =
= 1,85 мм. Ход порш ня
для перекры тия все­
го
д и ап азон а равен
РИС. 7.3. Волномер 2-мм диапазона
0,93 мм. Р асч етн ая до­
бротность сущ ественно
зави си т от длины волны. Н а длине волны 2,55 мм она
равна 3500 и сн и ж ается до 2800 д ля Я = 1 ,7 мм. С ущ ест­
венно изм еняется и плотность настройки: от 29 М Гц/мкм
на волне длиной 2,55 мм до 148 М Г ц /м к м на волне д ли ­
ной 1,7 мм. Этот волномер п оказан в р азр езе на
рис. 7.3. Р езон атор ( /) волномера — вставной. Он в ы ­
полнен из посеребренной медной трубки, изготовленной
методом гальванического н аращ иван и я на о п р авке из
нерж авею щ ей стали. П ерестройка производится с по­
мощью бесконтактного дроссельного порш ня (2). Р асч ет
ступенек порш ня выполнен для средней длины волны.
Р езон атор связан с волноводом (3) ч ер ез'п р о д о л ьн у ю
щ ель в его узкой стенке. Щ ель п рорезан а в пластинке
(4) толщ иной 0,05 мм, которая р азм ещ ается м еж ду к а ­
налом волновода и торцом резонатора. Э ксп ери м ен таль­
ным путем подобраны разм еры щели связи 0 ,7 x 0 ,0 7 мм.
В разработан н ом волномере применена тем пературн ая
ком(пенсация. Т епловое расш ирение резон атора ком пен­
сируется с помощью вставки (5) м еж ду резонатором и
корпусом волномера.
Для перемещения поршня резонатора используется микрометри­
ческий винт (б) с ограничителем перемещения. Пружина (7), отжи14— 3188
209
йающая поршень к винту, уменьшает люфт отсчетиого устройства.
Цена деления иоииуса микрометрического винта 0,5 мкм. Наиболь­
шая относительная средняя квадратическая погрешность волномера,
зависящая от конечной ширины резонансной кривой, точности шка­
лы отсчета, люфта в отсчетной системе, погрешности образцового
волномера и температурной погрешности, составляет 2,1-10“ ’ для
Яа=1,7 м м и снижается до 0,9-10“ ’ для А = 2,5 мм.
Д л я волномеров на объемны х резон аторах резон ан с­
ную длину волны можно рассчитать по форм улам
(7.2) — (7.3) при постоянном д иам етре D как функцию
полож ения ш р ш н я . Н а основе этого расчета можно по­
строить градуировочны й гр аф и к — зависим ость и зм еряе­
мой длины волны от длины резон атора L. Но разм еры
резон атора, к ак правило, недостаточно точно определе­
ны, имею тся отклонения формы резон атора от цилин­
дрической, допуски на изготовление подвиж ного порш ­
ня конечны. По этим причинам расчетны й метод г р а ­
дуировки о б л а д а ет больш ой погреш востью и не находит
применения. Н а п ракти ке град уи ровка и составление
отсчетиых таб л и ц или д и агр ам м производятся по изве­
стному эталонн ом у волномеру или гетеродинному ч а­
стотомеру. О тносительная погреш ность образцовы х из­
м ерительны х приборов не д о л ж н а превы ш ать 1/3 от
допускаем ой погрешности градуируем ого волномера.
Г радуировочны е граф ики имеют свойственные п ред став­
лению информации в граф ическом виде недостатки: низ­
кую точность построения, влияние субъективны х ф ак то ­
ров н а считывание. В работе [144] предлож ен метод
построения цифровой (табличной) градуировки резо­
нансных волномеров. Он основан на специальной интер­
поляции градуировочной таблицы , получаемой с по­
мощ ью образцового изм ерителя длины волны обычным
способом.
7.3. Волномеры на базе открытых резонаторов
О ткры ты е резонаторы получили ш ирокое р асп ростра­
нение н М М и С БМ д и ап азо н ах длин волн. П о вопро­
сам теоретического и эксперим ентального исследования
откры ты х резонаторов опубликовано значительное чис­
ло работ, которы е достаточно полно систем атизированы
в [3 ]. О сновная особенность откры того резон атора по
сравнению с объемны м следую щ ая: резонатор состоит
к ак минимум из двух отраж аю щ и х зер к ал , разм еры ко­
торых и расстояние м еж ду которыми значительно пре­
210
вы ш аю т д ли н у волны. Б л а го д а р я связи с внешним про­
странством откры ты й резонатор имеет разреж енны й
спектр резонансны х частот и о б л ад ает высокой д о бр о т­
ностью, т а к к ак пространство м еж ду зер к ал ам и , а з н а ­
чит, и зап ас ен н а я энергия зави сят от расстоян и я меж ду
ними. Б ы со к ая добротность и разреж енны й спектр спо­
собствую т ш ироком у применению откры ты х резонаторов
в устройствах д л я измерения длины волны. Р езон аторы
с плоскими зер к ал ам и в резонансны х волном ерах
использую тся реж е, так к а к требую т точной ю стировки.
Резон аторы со сферическими зер к ал ам и менее чувстви­
тельны к перекосам зер к ал и вследствие этого их при­
менение
предпочтительнее.
Б олном ер на б азе откры ­
того резон атора, к ак и во л ­
номер на объемном р езо ­
наторе, содерж ит следую ­
щие узлы ; откры ты й резо­
натор, корпус, устройство
связи, узел перестройки и
отсчета, а так ж е устройство
индикации.
П ри конструировании во л ­
РИС. 7.4. Волномер со сфе­
номеров исходят из тех или
рическими зеркалами
иных особенностей примене­
ния данной конструкци. Так,
например, интересное конструктивное реш ение д л я 5-мм
д и ап азон а описано в [145]. К орпус волномера вы полня­
ет ряд функций: в нем закреп ляю тся зер к ал а р езон ато­
ра, на внешнюю часть корпуса, имеющего резьбу, навин ­
чивается головка микрометрического винта, внутри ко­
торой закреп лен о подвиж ное зеркало. К корпусу при­
крепляется волновод с отверстием связи.^ Б л аго д ар я
применению сферических зер к ал небольш ой перекос не
вл и яет на работу волном ера. Н а рис. 7.4 п о казан а его
конструкция. Зд есь обозначено; 1 — неподвиж ное сф е­
рическое зерк ал о; 2 — отверстие связи; 5 — волновод;
4 — корпус; 5 — головка м икром етра; 6 — подвижное
зеркало. П ри работе волном ера подвиж ное сф ерическое
зер к ал о п рибли ж ается или у д ал яется от неподвижного
путем навинчивания головки м икром етра на корпус. П е­
рем ещ ение отм ечается по ш кал ам , нанесенным на кор­
пусе и на головку м икром етра. Ш кал а волном ера вы пол­
нена так, что отсчет перемещ ения головки м икрометра
14*
211
равен удвоенному ф актическом у перемещ ению зер к ал а
и п о казы вает дли н у волны в м иллим етрах.
Д л и н а волны внутри резон атора со сферическими
зер к ал ам и отличается от длины волны в свободном про­
странстве. Н а частотах 49,15; 59,10 и 68,95 ГГц было
обнаруж ено увеличение длины волны в резонаторе по
сравнению со свободным
пространством , состави в­
шее 1,8; 1,6 и 1,4% соответственно. З е р к а л а резонатора
РИС. 7.5. Конструкция
зеркалами
открытого
резонатора
со сменны.ми
изготовлены из латуни на токарном стан ке с последую ­
щей полировкой. Р ад и у с кривизны зер к ал 51 мм. Р а з ­
меры резон атора удовлетворяю т соотношению а ^ = / х ,
где а — д и ам етр зер к ал а; / — расстояние м еж ду зе р к а ­
лам и, Я ,=5 мм. Д л я исключения влияния стенок корпуса
на структуру поля в резон аторе из-за переотраж ения
применен вклады ш из вещ ества, поглощ аю щ его ММ
волны. Н агр у ж ен н ая добротность на частоте 59,1 ГГц
составляет 15000. С учетом измеренной поправки основ­
ная относительная погреш ность измерений длины волны
не п ревы ш ает 1 • 10“ ®.
Н ам и был р азр аб о тан резонатор со сменными сф е­
рическими зер к ал ам и для использования его в волном е­
ре, а так ж е в качестве частотного дискри м и натора в си­
стеме перестраиваем ой А П Ч [147] в диапазоне длин
волн 6 и 4 мм. В конструктивном отношении он отл и чал ­
ся тем, что в нем п редусм атривалась терм остабилизация
и обеспечивалась бы страя смена зеркал.
212
На рис. 7.5 показана конструкция резонатора. Он состоит из
неподвижного зеркала ( / ) , съемной крышки (2), корпуса (3), по­
движного зеркала ( 4) , поглотителя (5) и дифференциального ми­
крометрического винта (б). Зеркала изготавливались из латуни,
алюминия или инвара. После полирввки их поверхности проводи­
лось электрохимическое меднение.
Для длины волны Х ^ б мм ради­
ус кривизны зеркал Р = 1 7 5 мм,
2 а = 9 0 мм, /= 6 0 —250 мм. Щель
связи имеет размеры 5 ,2 x 0 ,2 мм.
Добротность резонатора достига­
ла 25 000. На рис. 7.6 приведена
зависимость нагруженной доброт­
ности Q h и коэффициента связи р
от расстояния между зеркалами.
Характерной
является
область
/=ь4?. Резкое падение добротности
для колебаний основного типа Тоод
220 1,мм
связано
с перераспределеиием
энергии между колебаниями выс­
РИС. 7.6. Зависимость нагру­
ших типов, так как условия их
женной добротности и коэффи­
возбуждения в случае конфокальциента связи от расстояния
иости зеркал наиболее благопри­
между зеркалами
ятны. Для длины волны
мм
нагруженная добротность дости­
гала Q = 5 6 000, что позволило проводить измерения длины волиы
с относительной погрешностью измерений ие более 1 • 10“ иа длине
волиы X:5s4 м м и 5 -1 0 -“ иа длине волиы ^:^6 мм.
П о мере укорочения длины волны добротность от­
кры ты х резонаторов со сф ерическими зер к ал ам и и со­
средоточенными возбудителям и п ад ает. Так, для Х х
» 4 — 6 мм легко достиж им а добротность около 35 000,
тогда к ак на д л и н ах волн короче 2,5 мм она составляет
10000— 15000. Т ребования к точности изготовления щ е­
лей связи и зер к ал повыш аю тся с укорочением длины, и
для длин волн короче 0,3— 0,2 м такие волномеры ч рез­
вычайно трудно изготовить. Д л я коротковолновой части
С БМ д и ап азо н а более перспективными являю тся плоско1п арал л ел ьн ы е интерферометры Ф аб ри — П еро с пат­
етично прозрачны м и зерк ал ам и , возбуж даем ы е по всей
аппертуре, которы е могут быть к ак проходными, так и
оконечными. П римером проходного волном ера на экви ­
дистантны е ф иксированны е частоты м ож ет быть волно­
мер, разработанн ы й Н. А. И рисовой с сотрудникам и
[148]. В его состав входит набор резонаторов Ф аб ри —
П еро с плоским и сетчаты м и зер к ал ам и , разм ещ енны ми
иа поворотном диске. П оворотом д иска требуем ы й р е­
зонатор вводится в квазиоптический пучок излучения
д л я изм ерения длины волны.
213
Примером типового волномера оконечного типа средней точно­
сти является волномер, показанный на рис. 7.7 (8]. Он предиазначеи
гг:*»/! Р®”®™
комплектом лучеводов и измерительных устройств
СБМ диапазона, разработанных в ИРЭ АН УССР, и выполнен на
лучевода с унифицированным фланцем и креплением к лучеводу. Незонатор волномера образован частично прозрачным зер­
калом ( /) и отражающим зеркалом (2). Диэлектрический волно­
вод помещается в металлическую трубу с фланцами. Зеркало с по­
мощью специального юстнро/ г
вочного механизма может по­
ворачиваться вокруг двух вза­
имно перпендикулярных осей,
расположенных в плоскости,
перпендикулярной оси диэлек­
трического лучевода (3). Ме­
У/////УЛ
ханизм состоит из двух одина­
ковых клиновидных колец (4),
г
7
которые соприкасаются скошен­
ными торцами. Кольца распо­
ложены между держателем ча­
РИС. 7.7. Конструкция волномера
стично прозрачного зеркала и
лучеводного типа
базисной
поверхностью
(5).
Зеркало
(2)
перемещается
с помощью микрометрическо­
го винта (6). Его ход равен 10 мм, что позволяет работать
с продольным колебательным числом ^ = 1 —20. На микрометрическин винт насажено отсчетное устройство. Для выборки люфта
отсчетного устройства служит пружина (7). Зеркала резонатора
изготавливались методом вакуумного напыления алюминия на полированнук) пластинку кварца, а также из тонкой вольфрамовой проволоки. Добротность резонатора Q^tlO® при q = l — 5 и Q=^10’ при
4— 15—20. Основная погрешность измерений волномера в диапазоне
1.8—0,7 лежит в пределах (1—5 ) 1 0 - ‘.
/
Н а (Примере рассмотренны х конструкций видно, что
волномеры, использую щ ие откры ты е резонаторы , имеют
больш ие продольны е числа q и высокую добротность
[145— 147]. О днако при измерении длины волны с по­
мощью квазиоптическо-го резон атора не уд ается п ол­
ностью реали зо вать его преимущ ества. И зм ерение д л и ­
ны волны св яза н о с фиксацией резонанса при перестрой ­
ке дли н ы волном ера I о т одной продольной моды
к другой. Д л и н а волны Х = 2 (1д+ п~ 1д)/п, где « — число
отсчитанны х резонансов. О тносительная погреш ность
изм ерения длины волны M / K = q / n Q при n - ^ q м ож ет
быть доведена до минимума, равного 1/Q. О днако
в случае нестабильного по частоте источника излучения
за врем я измерений м ож ет возникнуть ош ибка, св я за н ­
ная с уходом частоты б. Д л и н а волны при этом будет
изм ерена с ош ибкой, в q раз больш ей ее возмож ного
ухода: ?,= 2 (/q + i— Z ,) - f 6 ( g - f I).
214
П ри увеличении числа отсчиты ваем ы х резонансов ч а ­
стота ген ератора та к ж е м ож ет уити « а «б, так к ак сред
нее квадрати ческое значение ух о д а частоты
с увеличением времени наблю дения. И склю чить эту п о ­
греш ность мож но, применив селектор продольны х типов
колебаний.
R Институте прикладной физики АН СССР Ю. А. Дрягиным н
диус кривизны сферического зеркала Л = 6 0 мм. Длина резонатора
I ~ 1 0 0 мм отсчитывается индикатором i(5). Расстояние *^^*ЛУ “еп л т о Х Г п м у п р о т о а ч н ы м зеркалом (2) и подвижным глухим зедк а Г м (3) и з^ £ я е?ся от 0.5 (до 1.5 мм и отсчитывается индикатоппм /61 Добротность резонатора Q=:s5-10‘. Волномер соединен
Гизме^3тел^н?м трактом'с помощью рупоров (7 ), развязывающего
ответвителя (8) и пленки связи (4) [149J.
ВОЯ..М.Р
от двухслойного отражателя
резонатора,
нужно добиться
максимального отклика. Коэф­
фициент пропускания полупрозрачного зеркала 2 подобран
так,
чтобы
увеличение от-
^*4 /
РИС. 7.8. Внешний вид квази­
оптического волномера с пря­
мым отсчетом
РИС. 7.9. Схема
с прямым отсчетом
волномера
клика резонатора во всем диапазоне волномера было доста­
точно заметно (в два раза). В этот момент расстояние м еж ду зер­
калами (2 и 3) равно Я/2 |и «а шкале индикатора (6) может быть
проградуировано в значениях Я. т. е. показания индикатора есть
искомая величина. Хотя точиость этого измерения, определяемая по
215
6ytH дела добротностью одномодового резонатора, образованного
зеркалами (2 н 3 ), невелика — порядка 10“ ’, ошибка, характерная
для обычного двухотсчетного волномера, здесь уже отсутствует.
Главное ж е достоинство системы заключается в том, что теперь пу­
тем только дополнительных вычислений можно уточнить результат
еще в
раз. Это видно из условий резонанса интерферометра Фабрн — Перо, образованного сферическим н плоским зеркалами [143]:
q + — arsin г i /
(7.4)
ТС
Подставляя в (7.4) ^значения Х/2, I н R, находим q — продольное
число типа колебаний. Дробная часть, которая, как показывает опыт,
не превышает 0,1—0,15, отбрасывается н X уточняется по той же
формуле 1(7.4), но в этом случае точность измерения определяется
добротностью полного резонатора и составляет 10“ ’. Нетрудно рас­
считать н составить таблицы, с помощью которых можно выполнить
эту процедуру более оперативно.
Полуволновый резонатор волномера, показанного на рис. 7.9,
МОЖНО заменить полуволновым элементом в виде пластины, установленной в подвижном зеркале волномера в плоскости симметрии
открытого резонатора, как показано на рнс. 7.10. Пластина ( /) и
зеркало (2) имеют сопряженные поверхности и связаны между со­
бой механизмом совместного перемещения так, что прн перестройке
онн перемещаются с разной скоростью. Причем отношение переме­
щения зеркала к перемещению пластины равно продольному числу
возбуждаемого в открытом резонаторе типа колебаний.
На рнс. 7.11 показан спектр соб­
ственных колебаний (сплошная кривая)
полусферического открытого резонато­
ра, снятый с помощью панорамного
измерителя КСВН 8-мм диапазона. Вы­
сота пластины 4,0 мм, а расстояние
РИС. 7.10. Зеркало с селективным эле­
ментом в виде пластины
А.дБ
./I
=0
.1^
0V
-5
//
V
-W
-I
-20
-30
20
22
24
26
28
РИС. 7.11. Спектр собственных частот полусферического от­
крытого резонатора с пластиной на плоском зеркале
216
м еж ду зеркалами /;=^120 мм. Таким
образом,
частота настройм резонанса равна 37,5 ГГц, продольное число
= 3 0 Из графика видно, что по мере увеличения ширины пластн
ны Ь амплитуда возбуждаемых резонансов, отстоящих от оптималь­
ного (<?=30), уменьшается. При 6/1Х=1 подавление колебании с q—
= 3 1 и 29 составляет 15 дБ.
^
____
Таким образом, устройства с селекцией продольных типов
лебаний н с механизмом совместного перемещения могут нспользь
ваться для создания высокоточного волномера с однозначным
том Процесс измерения длины «волны с помощью предложенного
волномера не отличается от процесса измерения длины волны с по­
мощью полуволнового волномера, а по точности значительно превы­
шает его н достигает 10“ ».
7.4. Дифракционные и интерференционные измерители
длины волны
П ри изм ерениях длины волны в оптике ш ироко при­
меняю тся интерферометрический и диф рактометрическии
методы. С некоторой модификацией эти методы были
перенесены и в С БМ диапазон волн. Суть модификации
зак л ю ч ается в том, что в С В Ч д иапазоне использую тся
точечные детекторы , регистрирую щ ие не всю д и ф р а к ­
ционную или интерференционную картину (что в оптиче­
ском диап азон е позволяет ф отореги страци я), а только
ее минимумы и м аксимумы первых порядков. К тому же
разм еры зер к ал и реш еток интерферометров и д и ф р ак ­
тометров сравним ы с длиной волны или превы ш аю т ее
в десятки нлн сотнн раз, тогда как в оптическом д и а п а­
зоне это соотнош ение гораздо больше.
Н аиболее распространенны ми схемами интерф ером ет­
ров, технически осущ ествимых в С Б М д иапазоне, я в л я ­
ются аналоги интерф ерометров М айкельсона, М аха
Ц ендера и Б ольцм ана. В отличие от интерф ерометра
Ф абри — П еро электром агнитны е волны в названны х
устройствах проходят до детектора пути разной длины.
П ри сложении на детекторе двух одинаковы х по частоте
и ам плитуде колебаний A s in (o )/— рх) и T lsin (a)/—
+ 8хо) получается результирую щ ее колебание 2Л s in X
Х (о )/— px-+ pxo)cos(pxo/2), где Л - ам плитуда ко л еб а­
ний; X — путь первой волны; x-f.xo — путь второй волны;
хо — разность хода; р — ф азовы й множитель.
В еличина 2Л cos рхо/2 является результирую щ ей ам ­
плитудой. Она достигает максимального значения при
разности хода р х о /2 = « л , а минимального — при рхо/2 =
= « я / 2 ; здесь « = 0, 1, 2, ., .
217
Т аким образом , точность определения длины волны
здесь так ж е определяется точностью измерения линей­
ных разм еров разности хода. Д л я повы ш ения точности
измерений был предлож ен метод сравнения двух^ длин
волн на установке с двум я интерф ерометрами М ай кель­
сона с общим подвиж ным зеркалом и опорным источни­
ком
излучения с заведом о известной длиной волны
[150]. Суть этого метода заклю чается в следую щ ем.
Если общ ее подвиж ное зер к ал о перем ещ ать на расстоя­
ние /> Х ,1> Х ,2, то смещ ение интерференционной картины
д аст серию импульсов N на приемнике опорного и злуче­
ния, соответствующ ую числу резонансов опорного интер­
ф ером етра Ni = 2ljXi. Н а приемнике излучения, длина
волны которого определяется, возникнет в торая серия
импульсов # 2 = 2 / / Х,2. О ткуда иском ая длина волны Х,2 =
= ( # . / # 2 ) А,.
В качестве опорного излучения в [150] и сп ользова­
лось излучение Н Е —^Ne-л азера. Точность метода опре­
д еляется числом м асш табны х меток-импульсов и погреш ­
ностью, с которой можно заф и ксировать центры м ас­
ш табны х меток. Д ли н а перем ещ ения / была вы брана
такой, что число м асш табны х метод Н е— N e-л азера бы ­
ло равно 5-10®. Этим методом измерена длина волны
С БМ H C N -л азера с Х =336,5575 мкм с относительной по­
греш ностью измерений не хуж е 1-10“®.
А налогом оптических методов в измерении длины
волны в М М и С БМ диапазоне длин волн являю тся
так ж е методы, использую щ ие диф ракцию электром агни т­
ных волн на реш етках. П ринципиальной разницы в опти­
ческих, М М и С БМ д иф рактом етрах нет. Сущ ествую т
лиш ь особенности, связанны е с канали заци ей падаю щ его
излучения и регистрацией дифрагирую щ ей волны, а т а к ­
ж е со способом создания реш етки. Д л я М М диап азон а
о казал о сь возмож ны м создать реш етки с изменяю щ ейся
глубиной ступенек, что значительно упрощ ает изм ери­
тельную схему диф рактом етра.
кторов необходимо второе отсчетi ное устройство для измерения угла
|отраж ения. Для повышения точноТсти отсчета углов используются шка­
лы больших диаметров (3, 4 ), от• счетные микроскопы и т. д. Детек­
торная секция состоит из рупорно, линзовой антенны (5) и широкопо: лосной детекторной камеры
(б).
В коротковолновой части СБМ диа' пазона используются оптико-акусти­
ческие приемники. В дифрактометрах
ММ и СБМ диапазонов большое вни­
мание уделяется формированию пуч­
ка падающего излучения. Устройства
этого типа хорошо согласуются с
линзовыми и полыми диэлектрически­
ми лучеводами.
Ввиду того что углы поворота
отсчитываются с высокой точностью,
относительная погрешность измере­
ний
дифракционных
волномеров
•%i
'Ь
I
РИС. 7.12. Структурная схе­
ма дифрактометра
” '”п о г|1 ёш н о ст ь р езо н а н с н ы х « д и ф р а к ц и о н н ы х в о л н о м е ­
ров М М и С Б М д и а п а зо н о в за в и си т от н еск о л ь к и х ф ак
ТОПОВ Т оч н ость н астр ой к и на отклик за в и си т от ДО^рот
т с т ё о т сч ёта п ок а за н и й ш кал. Н а точн ость н а м ер ен и я
дли н ы волны вли яет н еп о сто я н ств о т ем п ер а ту р ы и в л а ж
т с т н о т сч ёта п о к а за н и й ш кал. Н а т оч н ость и зм ер ен и я
ё Г и ы волны в л и я ет „ еп о сто я н стн о
НОСТИ спелы . Э ти п о гр еш н ости и ск л ю ч аю т или у м ен ь ш а
ю т в а к у у м и р у я или за п о л н я я о б ъ ем р езо н а т о р а н ей ­
тральн ы м и га за м и , п р и м ен я я м а тер и а л ы ^
п ер атур н ы м к о эф ф и ц и ен то м р а сш и р ен и я . С р е д н ее к д
р ати ч отк ое зн а ч е н и е о тн оси тел ь н ой п огр еш н ости и з м е ­
рений длины волны [3 ]
8=
=t + 2 8 -,
2 8 - _ - ь 2 S - , - к 2 V „ - t - 2ч
Р -’ )
гд е бо — п о гр еш н о сть, о п р е д е л я е м а я и зб и р а тел ь н о ст ь ю ;
g
_ п о гр еш н о ст ь ш калы
о тсч ета; бл — п огр еш н ость
л ю ф тов м ех а н и зм о в ; бгр — п огр еш н ость
’
п огр еш н ость о б р а зц о в о г о гр а д у и р о в о ч н о го волн о-
На рис. 7.12 показана обобщенная схема дифракционного вол­
номера Основой его является дифракционная решетка ( / ) , установ­
ленная на поворотном устройстве (2) с высокой точностью отсчета
углов. Если используется прозрачная проволочная или ленточная ре­
шетка, детектор устанавливается в положение А. При работе ди­
фрактометра с отражающей решеткой детектор устанавливается
в положение Б, а при работе в режиме скольжения дифрагирован­
ного поля вдоль решетки (поверхностная волна) детектор жестко
устанавливается в плоскости решетки В. В положениях Л и S де-
П о гр еш н о ст ь 6 , о п р е д ел я ет ся ш ириной р езо н а н сн о й
к р и в о й - в е л и ч и н о й , о б р а тн о й Д обр отн ости . Е сли п о л о ­
ж и ть, что в и зм е р е н и я х м о ж н о за м ет и т ь 10 /о'Ные и зм е
н ения а м п л и т у д ы р е зо н а н с н о го отк л и к а, то б д — l / i o t , / .
У в о л н о м ер о в с о б ъ ем н ы м р езо н а т о р о м в к о р о т к о в о л н о ­
вой части ММ д и а п а зо н а д о б р о т н о ст ь л е ж и т в "Р^Д^^
218
I
Лах 500— 1000, 6 q = 1 0 ±
Волномеры на б азе Открытых
резонаторов и з-за конечной ш ирины резонансной кривой
имею т погреш ность, на порядок меньшую 6q=10-® .
П огреш ность ш калы отсчета зави си т от длины волны
и
других
ф акторов:
б ш к = (1 Д ) (бЯ /б/) ДАшк,
где
d X / d l = 2 / q — плотность
настройки, увеличиваю щ аяся
с укорочением длины волны; AZ-шк— наименьш ее зн ач е­
ние отсчета (обычно не менее 0,5 м км ).
П лотность настройки так ж е зависит от продольного
числа колебаний. Д л я волномеров с объемны ми резо­
наторам и бшк=10~® при q = l . С увеличением продольно­
го числа погреш ность ш калы отсчета падает. Д л я интер­
ф ером етров эта погреш ность носит тот ж е характер.
Д иф рактом етры имеют более высокую точность отсчета
углов и, как следствие, меньшую погреш ность ш калы
отсчета б ш к = Ы О ±
П огреш ность лю фтов в системе отсчета б л = (1 /А ,)Х
y . { d X / d l ) A L , где AZ- ^ л ю ф т в отсчетном механизме.
Величина бл — того ж е порядка, что и бшк.
П огреш ность градуировки б гр = М Я /Я , где k — м ас­
ш таб граф и ка; ДЯ — наим еньш ее значение отсчета.
Обычно градуировочны е граф ики строятся на мил­
лиметровой бумаге. При этом бгр достигает 0 ,5 - 10~®.
М етод интерполяционного построения градуировочных
таб ли ц п озволяет уменьш ить погреш ность градуировки
до 0 ,5 -Ю-*.
Т аким образом , относительная погреш ность и зм ере­
ний резонансны ми волном ерам и при высокой добротно­
сти резонатора в основном зависит от точности м ехан из­
ма настройки, отсчета и грудуировки. В црямоотсчетны х
волном ерах последняя погреш ность отсутствует. В олно­
меры средней точности с объемны м резонатором и к в а ­
зиоптические с м алы м продольны м колебательны м чис­
лом широко использую тся в измерительной технике. П ро­
мыш ленный выпуск таких волномеров в наш ей стране
был н ал аж ен ещ е в 60-е годы (см., наприм ер, волномеры
4 2 .2 5 и 42 .2 6 на сечения волноводов 5,2Х 2,6 и 3 ,б Х 1 ,8 ).
Они хорош о зареком ендовали себя в эксплуатации. В ол­
номеры с аналогичны ми эксплуатационны м и х ар ак тер и ­
стикам и (например, волномер R532A на диапазон 26,5—
40 ГГц) выпускаю тся и за рубеж ом [178]. Волномеры
с объемны м резонатором исполь.зуются как встроенные
220
I
t.'.
Приборы (см., наприм ер, волномер панорам ного йзМбрителя К С В Н Р 2-65). Волномеры на б азе откры ты х ре­
зонаторов по сравнению с объемны ми о б лад аю т рядом
преимущ еств. Они ком пактны и удобны в работе, я в л я ­
ются прямоотсчетны ми и относительная погреш ность их
изм ерения на порядок меньше. Н есм отря на высокую
собственную добротность откры ты х резонансны х систем,
сущ ественного уменьш ения погреш ности измерений по
сравнению с объемны ми волном ерам и получить не у д а ­
лось. Это вы звано тем, что основная погреш ность опре­
д еляется не добротностью , а погреш ностью м еханизм а
перестройки и отсчета. П ринципиально и д а ж е конструк­
тивно механизм перестройки волномеров не претерпел
сущ ественных изменений при переходе от объемны х р е­
зонаторов к откры ты м.
Д л я увеличения точности измерений принимаю т ме)ы, чтобы исклю чить отсчет линейных перемещ ений
150] либо уменьш ить эти погрешности, увеличив про­
дольное число q и прим еняя селекцию продольны х типов
колебаний [149]. К вазиоптические волномеры с больш им
продольны м колебательны м числом и полуволновы м се­
лективны м элементом, на наш взгл яд , являю тся наибо­
лее перспективными в С Б М диап азон е длин волн. С е­
лективны ми элем ентам и могут служ ить дополнительное
полупрозрачное зеркало, полуволновая кан авк а или п л а ­
стина на поверхности одного из зер к ал откры того резо­
натора, эш елетт с трансф орм ирую щ им ися ступенями
и т. д.
В заклю чение отметим, что волномеры, построенные
на оптических принципах (интерф ером етры и д и ф р ак ­
тометры ) в ММ и С Б М д иапазонах длин волн не полу­
чили распространения и использую тся лиш ь в отдельны х
установках, в основном в спектроскопии.
3
ГЛАВА
Измерение добротности
8.1. Основные соотношения
Д обротность явл яется основным п арам етром любой
колебательной системы. В ММ и С Б М диап азо н ах длин
волн в п одавляю щ ем больш инстве случаев прим еняется
д ва типа колебательны х систем: объемны е и откры ты е
221
потерь во внешних цепях, определяю щ ая внешнюю д о ­
бротность Q вн— m W / P В Н О тнош ение запасенной энергии к общим потерям назы вается нагруж енной добротностью Q h резонатора. И з
вы раж ений (8.1) и (8.2) следует
рбзонаторы. П рим еняю тся та к ж е диэлектрические резо­
наторы , р азр аб о тк а которы х стал а возмож ной б лаго д ар я
созданию диэлектриков с м алы м тангенсом потерь.
В конце ш естидесяты х и в семидесяты е годы на основе
откры ты х резонаторов (О Р ) были р азработан ы эл ектр о ­
вакуум ны е приборы (см. [107]) и п оказан а перспектив­
ность их использования д л я радиоспектроскопических
исследований и измерения парам етров вещ еств. В н а ­
стоящ ее врем я О Р использую тся при создании к в ази ­
оптических резонансны х систем полупроводниковы х ге­
нераторов [151, 154] и п реобразователей частоты [108,
109]. Все это позволяет рассм атри вать О Р к ак наиболее
перспективные колебательн ы е системы коротковолновой
части М М и С Б М диапазонов длин волн.
Д обротностью Q резон атора к ак колебательной систе­
мы, в которой н акап л и вается энергия W электром агни т­
ных колебаний при некотором уровне внеш него в о зб у ж ­
дения, назы вается отношение этой энергии к средней
энергии, теряем ой ею за 1 /2 я часть периода Т ко л еб а­
ний:
Р Т /2 к
Р >
i
/ q
„
=
i
/
Q
o
+
i
/ Q b h =
(
i
+
P ) / Q
o
,
( 8 - ^ )
рде в
— коэффициент связи резон атора с линией
передачи.'1в случае п устрой ств связи имеем п коэффи­
циентов связи
=
2 ,.... « , где Р ‘^*—мощ­
ность, р ассеи ваем ая во внешних цепях в р езу л ьтате и з­
лучения г-го элем ента связи . А налогично
I Р >
и в ф орм уле (8.3) величина, об р атн ая нагруж енной до­
бротности, равн а сумме величин, обратны х собственной
и п внеш ним добротностям. Т аким образом , д л я х а р а к ­
теристики затухан и я в самом резонаторе требуется опре­
делить Q h и Р/.
^
где Р — мощ ность потерь электром агнитной энергии;
(оо — резонансная угловая частота. Д л я О Р , о б р азо в ан ­
ного двум я зер к ал ам и , из определения (8.1) следует ч а ­
сто приводимое вы раж ение
р
^
2п
1— ехр (— rcS /d )
2nd
>
где б — доля энергии, теряем ая О Р за врем я d / c прохо­
д а волной расстояния d м еж д у зеркалам и .
Интере.сно сравнить это выражение с разреш аю щ ей
способностью
интерф ерометра
Фабри — П еро:
R—
= 2 то /у Т /Я (1 - Г), где Г — коэффициент отраж ения по
мощ ности от зер к ал а. Н етрудно видеть, что в случае
м алы х потерь понятие разреш аю щ ей силы в оптике сов­
п ад ает с понятием добротности в радиоф изике.
З ап асен н ая в резон аторе энергия рассеивается как
в самом резонаторе, так н в резул ьтате излучения в св я­
зан н ы е с ним внеш ние цепи, т а к что мощ ность потерь
Р=Ро+Рвн,
РИС. 8.1. Эквивалентные схемы замещения объемного (а) и
открытого (б) резонаторов
(8.2)
где Ро — мощ ность потерь в резонаторе, определяю щ ая
собственную добротность Qo = (i)uW/Po-, Рви — мощ ность
222
•i
L
П оскольку непосредственное измерение накопленной
энергии и мощности потерь сопряж ено со значительны ­
ми трудностями, д л я измерения добротности пользую тся
косвенными методами, изм еряя те или иные парам етры ,
связан ны е с добротностью определенными соотнош ения­
ми. Эти соотнош ения получены путем ан ал и за экв и в а­
лентных схем зам ещ ения резонаторов. Н а рис. 8.1,а
представлена общ епризнанная эквивален тн ая схема объ223
емного резон атора с двум я лю быми элем ентам и связи
[143].
Резонатор с разделенными типами колебаний в окрестности ре­
зонансной частоты (Оо=2л[о рассматриваемого типа моделируется
последовательным либо параллельным контуром L,CjR,. Необходи­
мо, чтобы выполнялись соотношения LsCj(o®o=l и g jC ,(0(f=Qo, из
которых величины Ls, С» и Rs определяются с точностью до произ­
вольной постоянной. Эту неоднозначность можно было бы исклю­
чить, рассчитав эквивалентное сопротивление Ro контура при резо­
нансе из выражения goQ®o=R,. Однако само Ro не однозначно из-за
неопределенности понятий напряжения и тока на СВЧ и различно
для различных точек внутри резонатора. Тем не менее для ряда
практических задач (например, при рассмотрении взаимодействия
электрического поля с электронным потоком) понятие эквивалент­
ного сопротивления контура используется. Отношение Ro/Qo может
быть измерено методами возмущения СВЧ поля в рассматриваемой
точке резонатора i[143]. В данной главе такие измерения не рас­
сматриваются.
Н а рис. 8.1,а ш трихпунктирны ми линиями выделены
эквивалентны е схемы устройств связи, не зави сящ ие от
их конкретного типа и представляю щ ие собой идеальны е
трансф орм аторы с коэффициентом трансф орм ации «,.
Тепловы е потери и реактивность устройств связи о тр а­
ж ены введением полного сопротивления R i+ jX r , Zq —
волновое сопротивление линий передачи. П ренебрегая
потерями Ri, мож но получить следую щ ие вы раж ения
для коэффициентов связи;
R,
1 + (Xi/Z,
'■ I+ (A /2 g )®
П ервы й сом нож итель pi, п редставляет собой отнош ение
вносимого активного сопротивления к активному сопро­
тивлению контура Rs. С вязь, при которой указан н ы е со­
противления равны , т. е. p i , = l, назы вается критиче­
ской, и, поскольку в больш инстве случ аев'второй сомно­
ж итель близок к единице, при критической связи р ,^ 1 .
Р азл и ч аю т случаи сильной связи (пересвязи) р и > 1 и
слабой связи (недосвязи) P i i < l .
В плоскости у зл а стоячей волны i-й линии передачи
резонатор эквивалентен п араллельном у контуру с пол­
ным сопротивлением
■Zl, = p i[l + /С н(ю /й )о—<йо/0))]“ ',
а в плоскости пучности — последовательном у контуру с
полным сопротивлением
/г ;
224
р7 '
I' +
•
Эти зависимости л еж а т в основе измерения доброт­
ности методами полного сопротивления [143]. В частно­
сти, коэффициент связи мож но вычислить по изм еренно­
м у К С В Н Го, в момент резонанса;
.
? < 1.
^ '\
С,?>1В
д иапазоне длин волн при расстройке от резо­
нанса К С В Н возрастает до нескольких сотен. О диако
по мере уменьш ения рабочей длины волны происходит
увеличение тепловых потерь в устройстве связи, в ре­
зул ьтате чего К С В Н сниж ается до нескольких д е с я т к м
и Ri необходимо учиты вать. М ож но п оказать, что р,—
= R u + R u /Z o , если пренебречь реактивностью Аи. О пре­
д елив нагруж енную добротность согласно (8.1)^, необхо­
димо ввести различны е определения собственной и внеш ­
ней добротности, в зависимости от того, относится Нм
к н агрузке или к резонатору. Вопросы измерения д оброт­
ности методом полного сопротивления при наличии теп­
ловы х потерь рассмотрены в работе [152].
Д л я О Р учет потерь в устройствах связи ещ е более
услож няется в связи с особенностями их возбуж дения:
часть энергии возбуж дения элемент связи излучает не­
посредственно в свободное пространство [111]. Причем
доля этой энергии излучения зависит от настроики U F;
в момент резонанса она м иним альна, а при расстройке
м акси м альн а. С хема, п оказан н ая па рнс. 8.1,а, не о тр а­
ж ает данны й ф акт.
У стройства связи О Р молшо представить в виде шестиполю сника [S,-,] (рис. 8.1,6), где в явном виде п о ка­
зан а связь линий передачи со свободным пространством.
При расстройке резонатора линия связи н агруж ена толь­
ко на сопротивление излучения Х^зль Степень связи оп­
ределяется модулем коэфф ициента передачи шестиполю сника. Д ополнительное рассеяние запасенной
в
резонаторе энергии элементом связи учиты вается состав­
ляю щ ей сум м арны х потерь Rs эквивалентного колеба^
тельного контура. Т аким образом , широко применяемый
метод измерения коэффициента связи О Р по минимуму
К С В Н в момент резонанса озн ачает на самом деле
измерение коэф ф ициента связи линии передачи с резо­
натором и свободным пространством.
В настоящ ее время измерение элем ентов матрицы
рассеяния устройств связи — нереш енный вопрос, и по­
см
1 5 -3 1 8 8
этому измерение добротностей О Р методом полного со­
противления на п ракти ке не прим еняется. К роме того,
н ельзя вычислять собственную добротность по изм ерен­
ным значениям нагруж енной добротности и коэф ф ициен­
ту связи. И зм еряю т собственную добротность О Р мето­
д ам и измерения нагруж енной добротности при малом
коэф фициенте связи, т. е. когда дальнейш ее уменьш ение
связи не ведет к росту добротности.
В данной главе проведен ан ал и з известных методов
измерения добротности и рассм отрены особенности мето­
дов и ап п аратуры д л я М М и С БМ диапазонов длин волн.
В § 8.2 рассмотрены методы измерения Q h, основанны е
на измерении ш ирины Л/ резонансной кривой (ам п ли туд ­
но-частотной характери сти ки резон атора) на уровне по­
ловинной мощности:
Q =fo/M ,
(8-4)
а в § 8.3 — методы, основанны е на измерении крутизны
ф азочастотной характери сти ки резонатора:
Q = ( /o /A /)tg 9 ,
где ф —
тор при
В § 8.4
времени
(8.5)
сдвиг ф азы си гн ала, прош едш его через резон а­
расстройке его частоты на Л/ от резонансной.
рассмотрены методы, основанны е на измерении
зату х ан и я свободных колебаний в резонаторе:
п _
М<И
^
1 п (Р ./Р ,) -
^
(8.6)
>
где т — время, за которое энергия колебаний изменится
от Pi до ? 2.
А нализ п оказы вает, что конкретный вид экви вал ен т­
ной схемы устройства связи не влияет на методику, по­
этому все перечисленны е методы могут быть без изм ене­
ний использованы д л я измерения добротности откры ты х
резонаторов. В заклю чительном § 8.5 кратко рассм о­
трены некоторы е специальны е методы измерений, в част­
ности измерение «горячей» добротности колебательны х
систем электронны х приборов, а т а к ж е точные и зм ере­
ния м алы х приращ ений резонансной частоты и доброт­
ности, необходимые при исследовании п арам етров ве­
ществ.
8.2. Частотны й метод
М етод измерения добротности по ш ирине резонанс­
ной кривой н азы вается частотны м [см. (8 .4 )]. Этим ме226
годом добротность изм еряю т в диап азон е от нескольких
десятков до 5-10°. О тносительная погреш ность изм ере­
ний обычно составляет 5— 10 %, однако при тщ ательной
отработке методики она м ож ет быть сниж ена до 1 2 %.
В статическом частотном методе резон ан сн ая кри вая
снимается по точкам путем перестройки частоты ген ера­
тора и измерения коэффициента передачи резонатора.
П олосу пропускания А/ вы числяю т как разность изм е­
ренных значений частот /2 и /i в точках половинной мощ ­
ности. Очевидно, что погреш ность измерения А/ тем
больш е, чем А/ меньше. Д ействительно,
8 (Д/)/Д[ = /
(
Ж
Ё
+
Ш
2 8 //Дf =
Q / 2 bflf,.
Это вы раж ен и е определяет т а к ж е погреш ность изм ере­
ния добротности, поскольку
8Q/Q =
+ 8
= (1 + Q У 2 ) bflf ^ 8 (Д[)/Д[,
и н акл ад ы в ает очень ж есткие требования на стаби ль­
ность частоты генератора и точность установки ее номи­
нального значения. Т ак, д л я измерений с погреш ностью
не хуж е п % необходимо обеспечить нестабильность ч а­
стоты генератора
8 f /f < л /1 0 0 ] / а д
(8.7)
за врем я измерения. Это определяет верхний предел
изм еряем ы х значений добротности. Д л я О Р о казы вается
удобным изм ерять добротность, и зм еняя расстояние d
м еж ду зер к ал ам и при ф иксированной частоте в о зб у ж ­
дения. Если di и d 2 таковы , что коэф ф ициент передачи
составляет — 3 д Б по отношению к резонансному зн аче­
нию при do, то Q = d o / ( d 2— d i). И спользуя прецизионные
механизм ы перем ещ ения зер к ал , мож но обеспечить
6 d /d o = 5 .1 0 - ° и, в результате, и зм ерять добротности
ниж е одной ты сячи с погрешностью , составляю щ ей еди­
ницы процента. Н еточность установки или отсчета уров­
ня — 3 д Б на резонансной кривой А = [ l-f (Q A f /f o )]“ ’^"
т ак ж е приводит к ош ибке в определении полосы пропу­
скания. Л егко п оказать, что
1/1=0.707 •
<28й/й.
В динам ических частотны х м етодах (частоту С В Ч
генератора модулирую т по линейному закону, а резо ­
нансную кривую получаю т на экран е осц и ллограф а либо
15*
227
w
на ленте самописца) б лаго д ар я сокращ ению времени
измерения сниж аю тся требования к нестабильности ге­
н ератора и согласно (8.7) д иапазон измеряемы х зн ач е­
ний добротности расш иряется. Д л я исклю чения ди н ам и ­
ческих искаж ений при наблю дении резонансной кривой
необходимо, чтобы вы полнялось условие
У с в = А /с в /Г с в ^ (2А /) ®,
(8.8)
где Уев — скорость качания частоты; Д/св и Тсв — ам пли ­
туда и период качания частоты. Это вы раж ение огран и ­
чивает верхний предел д и ап азо н а измеряемы х зн ач е­
ний Q и з-за трудности получения малы х скоростей Усв.
Основным меш аю щ им ф актором здесь является пара-
спектра, а резонансная кри вая наблю дается на его
индикаторе. Отсчет уровня половинной мощности произ­
водится по встроенному кали брован ном у аттеню атору
прибора, а полосы пропускания — по системе частотных
меток. И з достоинств метода отметим ^отсутствие в л и я­
ния на погреш ность измерений нелинейности модуляци
онной характери сти ки С В Ч ген ератора. К ачан ие частоты
в частности м ож но производить гармоническим сигна
лом. Основной в к л ад в погреш ность вносит неравномер
ность амплитудно-частотной характери сти ки тр ак та про
межуточной частоты ан ал и зато р а спектра при измерении
низких добротностей. П ри Q > 1 0 ^ погреш ность и зм ере­
ний определяется нестабильностью частоты (8.7).
г
пА
РИС. 8.2. Функциональная схема установки для изме­
рения добротности с двойной модуляцией сигнала из­
мерительного генератора
Ф
СА
знтная частотная м одуляция из-за различны х наводок.
С ущ ествует больш ое число динамических методов и зм е­
рения, отличаю щ ихся способом определения А/ и имею ­
щих различны е погрешности. Д остаточно полный обзор
этих методов мож но найти в работах [153, 143].
Остановимся на наиболее распространенном методе двойной мо­
дуляции сигнала с записью резонансной кривой на экране осцилло­
графа (рис. 8.2). Частотно-модулированный пилообразным напряже­
нием сигнал СВЧ генератора дополнительно модулируется по ампли­
туде с частотой £2, в 2—3 раза превышающей полосу про.пускання
исследуемого резонатора. В результате спектр сигнала состоит из
трех частот Ыг, (Or±Q, где « г — текущее значение частоты СВЧ ге­
нератора, линейно изменяющееся во времени. На экране осцилло­
графа наблюдают три резонансные кривые, причем разность резо­
нансных частот боковых кривых равна 2Q. Измеряя по экрану
осциллографа ширину центральной резонансной кривой, вычисляют
искомую добротность. Основной вклад в погрешность измерений при
достаточной стабильности частоты вносит нелинейность характери­
стик осциллографа.
И н тересная разновидность динам ического м етода и з­
мерения добротности п редлож ен а в работе [154]. П ро­
шедш ий через исследуемый резонатор частотно-м одули­
рованный сигнал подается иа вход С В Ч ан ал и зато р а
228
РИС. 8.3. функциональная схема установки для измерения
добротности с записью резонансной кривой на самописец
На рис. 8 3 показана функциональная схема установки [3] для
измерения добротности открытых резонаторов в ММ диапазоне с по­
грешностью, составляющей единицы процентов, достигнутой в ре­
зультате минимизации основных составляющих суммарной погреш­
ности частотного метода. За счет применения системы АПЧ кратко­
временная нестабильность частоты СВЧ^ генератора составляла
)0 -7 10“ *. Плавная и линейная перестройка генеротора осуществ­
ляется изменением резонансной частоты эталонного ОР при переме­
щении одного из зеркал, синхронно с которым перемещается карет­
ка самописца. Для повышения чувствительности системы применено
синхронное детектирование. Развертка самописца калибруется с вы­
сокой точностью с помощью гетеродинного частотомера с повышен­
ной разрешающей способностью.
8.3. Ф азовы й метод
Ф азовы й метод измерения добротности основан на
явлении изменения ф азы прош едш его через резонатор
си гн ала при расстройке частоты [см, (8 .5 )]. Д анны й
22У
метод п озволяет и зм ерять добротность в широких пре­
д е л а х — от нескольких десятков до 10®. И з вы раж ения
(8.5) следует, что относительная погреш ность измерений
добротности
Q
fo
(Af)
Af
2(р
Sip
sin 2<p
<p
(8.9)
где Af — расстройка частоты сигнала относительно ч а­
стоты резонатора. П оскольку относительная погреш ность
измерения ф азы и резонансной частоты [первое и третье
слагаем ы е в (8 .9)] м ож ет достигать 10-°— 10“®, то, как
и при частотном методе, основной в кл ад в погреш ность
измерений ф азовы м мето­
дом вносит погреш ность и з­
мерений расстройки часто­
ты, однако погреш ность, св я­
зан н ая с определением у р о в ­
РИС. 8.4. Функциональная схе­
ня отсчета ширины резон ан с­
ма установки для измерения
ной кривой, отсутствует;
добротности с амплитудной мо­
Типичная схема д л я и зм е­
дуляцией СВЧ сигнала
рения добротности фазовы м
методом представляет собой волноводный интерф еро­
метр с вклю ченным в одно из плеч резонатором , доброт­
ность которого изм еряется. С помощью калиброванного
ф азо в р а щ ате л я и ф азочувствительного детектора, вклю ­
ченных в в интерферометр, находится ф азовы й сдвиг как
функция расстройки генератора от резонансной частоты.
В С Б М диапазоне длин волн измерение сдвига ф азы
мож ет быть затруднительны м . В данном случае, прим е­
н яя гетеродинирование, измерение ф азового сдвига м ож ­
но перенести на более низкие частоты. При и сп ользова­
нии амплитудной модуляции С ВЧ сигнала и переноса
измерений ф азовы х сдвигов на низкую частоту повы ш а­
ется точность измерения добротности, так к ак точность
определения ф азового сдвига низкочастотными ф азо м ет­
рам и значительно выш е (1— 2 % ) , чем точность опреде­
ления его калиброванны м и ф азовращ ателям и в М М и
особенно в С Б М диап азон е (относительная погреш ность
измерений составляет не менее 5®/о).
Фазовый модуляционный метод был разработан М. М. Карлииером 11531- Сущность его поясняется рис. 8.4. Источник колебаний
ММ диапазона модулируется по амплитуде напряжением ин.чкочас
тотпого генератора с частотой Q. Модулированный сигнал подастся
230
на резонатор, имеющий один элемент связи. _Зонд измерительной
линии устанавливается в плоскости, в которой эквивалентная схе
ма системы: часть волновода справа от зоида и Резонатор представ­
ляются в виде параллельного контура. Это достигается
уста
новки в один из узлов зонда измерительной линии в момент ра
стройки резонатора. Настройка в резонанс производится иидикациеи
по'^ фазометру. Затем с помощью
""‘‘Л ш7'ус?аи^^^^^
сдвиг ф. Нагруженная добротность
показанная на рис. 8.4, позволяет измерять также и собствениую
добротность резонатора. Для этого зоид сдвигается иа Л/4 от его
положения при измерении иагружеинои добротности.
Применяя современную измерительную аппаратуру, фазометры
высокой точности и модулирующие генераторы с цифровым опреде­
лением частоты модуляции, мож­
но достичь наименьшую п о г р е ш - ------------------^ Блок
питания
ность измерения добротности —
порядка 0,1%.
Фазовый модуляционный ме­
Hz
тод измерения добротности резо­
наторов может быть также реали­
зован на основе автогенераторной
схемы, в которой исследуемый
резонатор включается в цепь о ^
ратной связи
усилителя
СВЧ
(рис. 8.5). Этот метод описан
в [153]. В работе [155] он полу­
чил дальнейшее развитие. В цепь
обратной связи широкополосного
РИС. 8.5. Функциональная схе­
усилителя включены ферритовый
ма устройства для измерения
вентиль,
направленный ответви­
добротности автогенераторным
тель, фазовращатель и фазовра­
методом с фазовой манипуля­
щатель на p-i-n-диоде с генера­
цией
тором прямоугольных управляю­
щих импульсов, резонатор, допрпрмриэлементов цепи обратной связи получены автоколебания фазовра­
щателем на p-i-n-диоде осуществляется манипуляция фазы. Это
приводит к периодической генерации иа двух частотах Е
груженная добротность и резонансная частота резонатора определи
ются по формулам
Сн=[(Ь+(2)/2(/2—fi)]
f^ (fl+ f2 )/2 .
где значение величины А зависит от фазового сдвига
модулятора, а также от запаздывания в цепи «братнои^связи Отио
сительиая погрешность измерений добротности при Q h - Ю О состав­
ляет 1% и при Q h = 1 0 0 0 0 — 3 %. Диапазон измеряемых добротно­
стей лежит в пределах от 40 до 50 000.
Р а зр а б о т а н н а я методика измерения резонансной ч а­
стоты и добротности резонаторов на основе ф азовой м а­
нипуляции имеет ряд достоинств. П р еж д е всего, это вы ­
сокая точность измерений и широкий д иапазон и зм ер яе­
мых "добротностей. При соответствую щ ей элементной
231
базе (ф азо вр ащ ател и , вентили, ф азовы е модуляторы
и т. д.) она м ож ет прим еняться в М М диапазоне длин
волн.
8.4. М етод д екрем ен та затухан и я
И зм ерение добротности методом декрем ента за т у х а ­
ния основано на измерении времени затухани я собствен­
ных колебаний в резонаторе [см. (8.6)] и используется
д л я измерения высоких добротностей (Q > 5 -1 0 ^ ) с от­
носительной погреш ностью не более 10 7оИ з (8.6) следует ф орм ула д л я расчета отн оси тель­
ной погреш ности изм ерения добротности методом д е­
кремента:
SQ
Q
из которой видно, что ош ибка обусловлена погреш ностя­
ми измерения времени затухан и я т и установления отно­
сительного уровня Р \ / Р 2На рис. 8.6 приведена типичная схема установки, реализующей
данный метод. Сигнал высокостабильиого генератора с помощью
амплитудного модулятора мани­
пулируется импульсным генерато­
ром. Процесс нарастания и зату­
хания колебаний наблюдают иа
экране осциллографа, прн этом,
зная длительность /„ импульса,
определяют постоянную затуха­
ния, а по формуле (8.6) рассчиты­
/V |<3
вают добротность. Измерив в от­
носительных единицах падающую
РИС, 8.6. Функциональная схе­
Рпла, отраженную Ротр и излучен­
ма устройства для измерения
ную из резонатора Риал мощ­
добротности и коэффициентов
ность, можно рассчитать коэффи­
связи
циент связи по формулам
&
Porp{t = t„)
Р у \з л (i — (и)
=
Р-пш
V 1“Ьр
+ М/ ’*
Рпш
Хотя постоянная времени затухани я резон атора не
зависит от частоты возбуж даю щ его сигнала, нестаби ль­
ность последнего влияет на погрешность измерения т
нз-за того, что при возбуж дении резонатора импульсом
различны х частот разли чн а зап асен н ая энергия. П оэто­
му нестабильность частоты приводит к разм ы тию осцил­
лограм м ы и, как следствие,, к погрешности измерения т.
К ак показано Е. И. Куликовы м (см. [83] в [1 5 3 ]), д а н ­
ное обстоятельство влияет па относительную погреш-
232
(±1У
ность измерения добротности следую щ им образом :
SQ
In Рг
1+ 4Q ®
Q
С огласно этому вы раж ению , чтобы погреш ность из­
мерений составл ял а п %, следует и спользовать источник
колебаний с нестабильностью за врем я измерений
б / / / < 1 /1 0 ] / « Q при l n ( P i / P 2) = l. В ремя измерения
мож но уменьш ить, ф отограф ируя осциллограм м ы при
однократной ж дущ ей развертке. К. П. И ваницким с со­
трудникам и (см. [59] в [153]) для уменьш ения погреш ­
ности и з-за нестабильности частоты предлож ена схема,
автом атически
обеспечиваю щ ая постоянство уровня
мощности в резон аторе в момент н ач ал а затухани я ко­
лебаний. Д остигнута погрешность измерений не хуж е
5 7о в д и ап азон е изменения добротностей 5-10®— 10®.
Устойчивость наблюдения затухающего процесса обеспечивается
также в автогенераторном методе измерения, схема которого пред­
ставлена иа рис. 8.7 [153]. Иссле­
дуемый резонатор включен в цепь
4/ 1
обратной связи ЛБВ. Подбором
соответствующих амплитудных и
-Вфазовых соотношений систему вы­
водят в режим генерации, а затем
при помощи модулирующих им­
-В- а.
пульсов генерацию срывают. Мощ­
ность колебаний, излучающуюся
из резонатора, принимают гетеро­
динным приемником ( /) и реги­
стрируют иа экране осциллограф
РИС. 8.7. Функциональная схе­
фа. Другим преимуществом такой
ма устройства для измерения
схемы является возможность ис­
добротности методом
декре­
следования резонаторов в широ­
мента затухания
ком диапазоне СВЧ частот.
В работе [156] для уменьшения
ошибки, возникающей из-за не­
точности измерения т, предложен метод «затемнения части измеряе­
мого импульса». После того как закончена подача СВЧ мощности
в резонатор, иа модулятор яркости осциллографа подается прямо­
угольный гасящий импульс длительностью Ц Регулированием /и
затемняют начальный участок экспоненты до ее полувысоты. Тогда
5=2я;/о/и/1п 2. Поскольку погрешность измерения /и электронным
частотомером составляет 0,1 %, то относительная погрешность изме­
рения Q определяется ошибкой нахождения полувысоты и состав­
ляет ± 2 %.
о-вА-
8.5. С пециальны е методы измерения добротности
В р азр аб о тк е методов и аппаратуры д ля измерения
добротности получили развитие две тспдспцпи. В соотпетствип с первой применяю тся простые методики с пс233
пользованием серийно вы пускаем ы х измерительны х при­
боров, с помощью которы х изм еряю т к ак добротность,
так и другие парам етры . И зм ерения добротности в этих
условиях не автом атизированы , а погреш ность и зм ере­
ний л еж и т в пределах 5— 10 %.
Так, в § 8.2 показано, что для измерения Qh применяется СВЧ
анализатор спектра, а в [153] — серийный измеритель частотных ха­
рактеристик. Для измерения низких добротностей частотным мето­
дом можно воспользоваться панорамными измерителями КСВН.
С их помощью возможно также измерять средние значения доброт­
ности так называемым методом качания частоты [153], основанным
На инерционности процесса установления колебаний в резонаторе.
Как указано в § 8.2, при измерениях добротности динамическим
частотным методом необходимо выполнять условие (8.8) во избеж а­
ние ошибок, связанных с искажением резонансной кривой. В рас­
сматриваемом методе, наоборот, добротность определяется по такой
скорости качания Икч, при которой амплитуда наблюдаемой резо­
нансной кривой уменьшается вдвое по сравнению с амплитудой при
Икч->-0. Добротность рассчитывается по формуле Q„ = 2,83fp/K Исв-
В работе [157] предлож ен оригинальны й метод и зм е­
рения Q h с относительной погреш ностью не более 5 %,
реализуем ы й
с
по­
мощью простой и д о­
ступной
ап паратуры .
М етод основан на по­
лучении
соотнош ения
РИС. 8.8.
Функциональная
схема
меж ду Qh и зн ачен и ­
устройства для измерения добротно­
ем интеграла I по р е­
сти методом интегрирования резо­
зонансной кривой. Н а
нансной кривой
рис.
8.8
представ­
лена
схема установки.
С ВЧ
генератор
кач аю ­
щ ейся частоты п ерестраи вается в диапазоне A w =
= 0/ 2—0)1, o )i< o )o < o )2 со скоростью VcB. П рош едш ий че­
рез резонатор сигнал принимается квадратичны м д етек­
тором иусредняется. И зм еряю т I и рассчиты ваю т
добротность Q=(PoO)o/UcB/)arctg(rtAa)Po/7^cB/), где Ро —
мощность, прош едш ая через резонатор на резонансной
частоте шо, которая и зм еряется тем ж е квадратичны м
детектором.
Д ругой тенденцией является создание слож ны х и зм е­
рительных комплексов с использованием различны х ме­
тодов и обработкой результатов измерений на ЭВМ. М е­
тод декрем ента затухан и я часто применяется в ком бина­
ции с частотным, если стави тся зад ач а создания и зм ери­
теля малы х и больш их добротностей, так к ак измерения
указанны м и методами обеспечиваю тся идентичной ап п а­
ратурой.
234
П ри использовании резонаторов д л я исследования
электроф изических свойств различны х вещ еств возн и ка­
ет необходимость измерения м алы х изменении резонанс­
ной частоты и добротности. П оскольку, как было пока­
зано, абсолю тные значения добротности изм еряю тся с
достаточно больш ими погреш ностями, то необходимы
другие методики д л я точного измерения ее приращ ения.
Н аиболее распространенны ми являю тся методы ср авн е­
ния [153].
-gzJfl^ -0- -I— I
<2)
S)
РИС 8,9. Функциональная схема устройств для измерения ма­
лых изменений добротности методом сравнения
Существуют две разновидности схем, реализующих метод
сравнения; с регистрацией изменения коэффициента передачи
f W 8 9,а) и фазы видеосигнала частоты
(рис. 8.9,6). Ь исход
ном состоянии добротности опорного резонатора и резонатора-кюве­
ты одинаковы и равны Q, а схемы балансируются на нуль-показа­
ния индикатора. При внесении в кювету исследуемого обм кта изме­
ряют приращение коэффициента передачи К или сдвиг фазы Дер
рассчитывают соответственно
A Q = Q A K fS J .
AQ= (fo/2Q) tg Аф.
Относительная погрешность измерения AQ/Q не превышает + 0 ,2 % .
В работе [158] описан автогенераторный метод одновременного
измерения малых приращений резонансной частоты и добротности,
являющийся модификацией предложенного Ю. И. Москаленко ме­
тода основанного на анализе формы огибающей сигнала с резона­
тора’ возбуждаемого генератором, частота которого изменяется по
синусоидальному закону [153]. Отличительной особенностью моди­
фицированного метода [158] является то, что информация об изме­
нении частоты и добротности представляется в виде напряжении,
измеряемых цифровым вольтметром. При обработке этой информа­
ции с помощью ЭВМ могут быть созданы автоматические установ­
ки, например для разбраковки подложек интегральных схем СВЧ
диапазона.
В технике генерирования С ВЧ колебаний доброт­
ность резонансны х систем генераторов определяет их
основные рабочие характеристики. К ак п оказано в тео­
рии автогенераторов с отрицательны м сопротивлением,
уменьш ение частотно-модулированны х шумов, полосы
235
РИС. 8.10. Функциональная схема
установки для измерения добротности
СВЧ генератора модуляционным ме­
тодом
синхронизации н м одуляци­
онной чувствительности про­
порционально
так
н азы вае­
мой «горячей» внешней д о­
бротности: Q B„=Q BH osin0, где Q bho— внеш няя доброт­
ность «холодного» резон атора; 0 — угол пересечения
годограф ов полных сопротивлений колебательной си ­
стемы и активного элемента. С ледовательно, измере^ние «горячей» добротности представляет значительны й
интерес. С ущ ествует несколько методов таких и зм ере­
ний, но мы остановим ся только на модуляционном м е­
тоде, предлож енном в [159], как на наиболее точном.
Измерение внешней «горячей» добротности основано на умень­
шении индекса частотной модуляции исследуемого генератора при
его синхронизации внешним сигналом. В работе [159] показано, что
Q„, = l C 7 v A ( f /АПзШДФ,
(8.10)
где Ро. fo — мощность и частота исследуемого автономного генера­
тора, модулированного по частоте с девиацией частоты Af; АФ —
фазовая девиация синхронизированного генератора внешним сигна­
лом мощностью Pg.
Принципиальная схема установки приведена на рис. 8.10. Мощ­
ность внешнего и исследуемого генераторов измеряют измерителями
мощности соответственно (/) и (2). Производят частотную модуляф
цию исследуемого генератора переменным напряжением с частотой
F и наблюдают спектр сигнала на СВЧ анализаторе спектра (5).
Регулируя уровень модулирующего напряжения, добиваются перво­
го нуля" несущей. Тогда A f'=2,405f. Далее настраивают генератор
синхросигнала на частоту fo автономной генерации и наблюдают
изменение спектра на анализаторе спектра. Прецизионным аттенюа­
тором регулируют мощность синхросигнала до тех пор, пока ампли­
туда первых боковых частот не станет на 20 дБ мёньше уровня не­
сущей. Это соответствует индексу фазовой модуляции А Ф =0,2 рад.
Отсчитывая установленное значение Р«, рассчитывают добротность
по формуле (8.10). Относительная погрешность измерения доброт­
ности данным методом не превышает 5 %.
9
ГЛЛВЛ
Измерение мощности
9.1. Общие сведения
Существующие генераторы ММ и СБМ волн (см. рнс. 1.1,а) ге­
нерируют сигналы со средней мснцпостыо от нескольких млкропатг
до сотен киловатт. В длинноволновой части рассматриваемых диа236
пазоноп, как правило, генераторы имеют волноводный выход, а в ко­
ротковолновой — квазиоптический. В ряде случаев генераторы имеют
многомодовый волноводный выход. Тракты передачи электромаг­
нитной энергии были рассмотрены в гл. 3. Излучаемая мощность
является одной из основных характеристик рассматриваемых генера­
торов и их сигналов я при ее измерении всегда стремятся обеспе­
чить высокие точность, простоту и надежность ее измерения.
Особенности генераторов рассматриваемого диапазона и трак­
тов передачи энергии предопределяют специфические требования
к измерителям мощности. В волноводных измерителях с основным
типом колебаний необходимо учитывать потерн мощности в подво­
дящем волноводе, особенно с укорочением длины волны излучения.
В многомодовых волноводных и квазиоптических измерителях не­
обходимо обеспечить независимость показаний от состава распро­
страняющихся типов колебаний и поляризации излучения. В квазиоптических измерителях с увеличением геометрических размеров при­
емных элементов появляются трудности обеспечения необходимой
чувствительности, равномерности зональной характеристики и устра­
нения дрейфа нуля индикаторной системы под действием флуктуа­
ций температуры окружающей среды.
В СБМ диапазоне длин волн в основном реализуются тепловые
методы измерений мощности, обеспечивающие необходимую чувст­
вительность и точиость. Первичные измерительные преобразователи
используют калориметрический, терморезисторный, болометрический
термоэлектрический и пироэлектрический методы измерений. В [3]
рассмотрены все остальные методы измерения мощности в ММ и
СБМ диапазонах длин волн, их особенности, погрешности и воз­
можности. Поэтому основное внимание уделим освещению совре­
менного состояния вопроса и достижениям последних лет. Промыш•пенные измерители мощности известны до частот 140 ГГц. В СБМ
диапазоне длин волн пока отсутствуют промышленные измерители
мощности и измерения выполняют с помощью лабораторных изме­
рительных установок [3, 11. 165].
В настоящее время основное внимание исследователей направ­
лено на дальнейшее совершенствование существующих методов изме­
рений мощности [3. 160] с целью повышения верхнего предела изме­
ряемой мощности, точности измерений и входной апертуры квази­
оптических измерителей.
9.2. Волноводные измерители поглощаемой
мощности
П рием ны е п реобразователи измерителей поглощ ае­
мой мощности представляю т собой согласованны е вол­
новодные нагрузки, в которы х реализую тся кало р и м е­
трический, терм орезисторны й, болометрический, терм о­
электрический или пироэлектрический методы измерений.
Основные характери сти ки калориметрических изме­
рителей— чувствительность и теп ловая постоянная вр е­
мени — улучш аю тся при переходе в коротковолновую
часть М М диап азон а длин волн в р езультате ум еньш е­
ния геометрических разм еров и соответственно теплооб­
мена с внешней средой и теплоемкости их приемных пре­
237
П роточны е калорим етры Используются до частоЕЫ
220 ГГц [151], п озволяю т изм ерять мощ ности 10-'* —
10 Вт с погреш ностью 5 % . О сновная погреш ность воз­
никает из-за нестабильности расхода воды.
К алорим етр переменной тем пературы с сухой погло­
щ аю щ ей нагрузкой (рис. 9.1,6) обычно вы полняется по
диф ф еренциальной схеме д л я уменьш ения влияния изме­
нений тем пературы окруж аю щ ей среды. Р аб о чи й и ком ­
пенсационный волноводы оканчиваю тся поглощ аю щ ими
нагрузкам и , располож енны м и в волноводны х секциях
с несколько утолщ енны м и стенками, позволяю щ ими тем ­
пературе бы стрее усредняться к а к по периметру, так и
по длине секции.
образователей. Н аходят применение калорим етры с
проточной жидкостью , калорим етры переменной тем п ера­
туры с сухой поглощ аю щ ей н агрузкой и калорим етры
постоянной тем пературы . Упрощ енные схемы приемных
преобразователей данны х калорим етров приведены на
рис. 9.1.
Для уменьшения потерь тепла калориметрическая секция соеди­
няется со входом тонкостенным участком волновода, выполненным
из никеля толщиной около 20 мкм. Для уменьшения потерь высо­
кочастотной мощности внутренние стенки волноводов покрывают
слоем золота толщиной около 3 мкм. Повышение температуры ра­
бочей секции относительно компенсационной регистрируется бата­
реей термопар, спаи которой размещены равномерно вдоль длины
обеих секций. Электрические подогреватели размещены на внешних
поверхностях секций и имеют хороший тепловой контакт с ними. Вся
калориметрическая система помещается в теплоизолирующий экран,
ослабляющий влияние изменений окружающей температуры. Посту­
пающую мощность можно измерить методом замещения или мето­
дом компенсации. При методе замещения через подогреватель про­
пускают постоянный ток такой величины, чтобы обеспечить повы­
шение температуры рабочей секции, равное повышению температуры
за счет СВЧ мощности. При методе компенсации в подогревателе
одновременно обеспечивают рассеивание такой мощности постоянно­
го тока, при которой на выходе термобатареи сигнал равен нулю.
Процесс измерений можно автоматизировать [39, 11], подавая уси­
ленный сигнал с термобатареи в подогреватель компенсационной
секции.
S)
РИС. 9.1. Схемы волноводных калориметров с проточной жидкостью
(а), переменной температуры с сухой поглощающей нагрузкой (о)
и постоянной температуры (в):
1—входной волновод; 2—диэлектрическая вставка; 3—подогреватель
калиб­
ровки; 4 — индикатор разности температур входящ ей и выходящей воды, о
вода- 6 — компиесациоиный волновод; 7 — подогрвеатели нагрузок соотве-гствующих волноводов; « — термобатарея; 9 — теплоизолирующ ий корпус; W —
термобатарея; / / — охлаж даю щ и й элемент Пельтье; /2 — подогреватель нагруз­
ки; /3 — теплоизолирующ ий корпус
Т акие калорим етры позволяю т изм ерять мощ ности от
десятков м икроватт до 100 мВт. В диап азон е частот
60—90 ГГц достигнута погреш ность измерений 0,3 %
[162]. Волноводные калорим етры М М д и ап азо н а мож но
и спользовать д л я измерений и в С БМ д иапазоне, учи­
ты вая изменение коэффициента поглощ ения н агрузки и
потерь высокочастотной энергии в подводящ ем волно­
воде.
В компенсационном калорим етре (рис. 9.1,в) волно­
водн ая часть вы полняется аналогично рабочей секции
калори м етра с сухой нагрузкой. Н агрев калорим етриче­
ской н агрузки относительно теплоизолирую щ его экран а
регистрируется терм обатареей, а отвод тепла от н агр у з­
ки осущ ествляется элементом П ельтье. В процессе из­
В калориметре с проточной жидкостью (рис. 9.-1,а) использует­
ся, как правило, вода, которая является хорошим поглотителем вы­
сокочастотной мощности. Измеряемый сигнал заданной мощности
проходит через согласующую диэлектрическую вставку, поглощается
водой и приводит к ее нагреву. Входная мощность может быть опре­
делена абсолютным методом по выражению P = cp V T , где с — удель­
ная теплоемкость воды, Д ж /(к г -К ); р — плотность воды, к г /м ;
V — расход воды, м’ /с; Г — разность температур воды иа входе и
выходе приемного преобразователя, К- Измерение мощности можно
произвести и методом замещения. При этом в подогреватель калиб­
ровки подают сигнал низкой частоты, мощность которого рассещ
вается, что приводит к той ж е разности температур воды. Второй
способ измерения обеспечивает простоту в работе с прибором и бо­
лее высокую точность, так как отпадает необходимость в абсолют­
ных измерениях расхода воды V и разности температур Т.
239
238
i
мерения тем пература нагрузки остается практически
равной тем пературе окруж аю щ ей среды. И зм ерения
обычно автом атизирую т, усиленный сигнал с тер м о б ата­
реи подаю т на элем ент П ельтье, ток
которого связан
с измеряемой мощ ностью Р уравнением Р = А / ^
где Л, В — п арам етры охлаж даю щ его терм оэлем ента.
К али бровку прибора осущ ествляю т рассеиванием извест­
ной мощ ности постоянного тока в подогревателе, имею ­
щем хорош ий тепловой контакт с калорим етрической
нагрузкой. В ММ диап азон е длин волн достигнута по­
греш ность измерения мощ ности 0,3% [163].
РИС. 9.2. Упрощенная кон­
струкция термисторных го­
ловок М5-49, М5-50:
/ — отрезок волновода; 2 — тер­
мистор;
3—короткозамыкагель;
вывод термистора
Терм орезисторны е изм ерители м алы х мощ ностей ис­
пользую тся в случае распространения в волноводе основ­
ной волны. И зм ерение основано на изменении сопротивле­
ния терм орезистора при нагреве его поглощ енной вы со­
кочастотной мощностью. П риемны е п реобразователи ММ
диап азон а имеют конструкцию, схема которой п оказана
на рис. 9,2. Входной волновод имеет плавный переход
с прямоугольного на П -образное сечение, что обеспечи­
вает хорош ее согласование в диапазоне частот. Н а вы хо­
де П -образного волновода разм ещ ается терм орезистор
СТЗ-29 цилиндрической формы,
имеющий
ж есткие
допуски на длину и диам етр. Ч асть его р ас п о л ага­
ется в волноводе, а часть — во втулке, образую щ ей
короткозам ы каю щ ий коаксиальны й отрезо'к. В тулка изо­
лир о ван а от корпуса слю дяной прокладкой, что обеспе­
чивает возмож ность вклю чения терм орезистора в схему
моста постоянного тока. Н а корпусе преобразователя
разм ещ ается и компенсационный терм орезистор.
К достоинствам терм орезисторны х изм ерителей следу­
ет отнести возм ож ность измерения малы х мощ ностей
(единицы м икроватт) и малую постоянную времени, а
к недостаткам — уменьш ение К П Д и увеличение неэквива
лентности метода зам ещ ени я с укорочением длины вол­
ны. П огреш ность измерения около 10®/о, доминирую щ ую
часть ее составляет погреш ность определения коэффици
240
ента
п реобразован ия.
Терорезисторны е измерители ис­
1
пользую тся вплоть до частот
п
\, .
300 ГГц.
11
Термоэлектрические изме­
рители основаны н а п р ео б р а­ U
7
зовании
высокочастотной
2
энергии в тепловую с по­
мощью
диф ф еренциальны х
РИС. 9.3. Упрощенная кон­
терм опар прямого или косвен­ струкция термоэлектрическо­
ного
н агрева
и
реги стра­ го преобразователя;
ции возникаю щ ей терм о-Э Д С , / —волновод; 2—подлож ка;- 3 ~
контакты; •/—плен­
пропорциональной р ассеи в ае­ серебрянные
ка висмута; 5 — пленка сурьмы
мой в терм оп аре мощ ности.
Т ерм опара одноврем енно вы полняет функции согласо­
ванной нагрузки. У прощ енная конструкция тер м о эл ек­
трического п реоб разовател я -показана на рис. 9.3. Н а
слю дяную подлож ку с серебряны м и кон тактам и н ан есе­
на пленочная терм оп ара висмут — сурьм а, р азм ещ енн ая
под углом к оси волновода в Е-плоскости. Толщ ину
пленки терм опары и ее разм еры вы бираю т таким о б р а ­
зом, чтобы она б ы л а согласована с основным типом ко ­
л ебан и я. К достоинствам терм оэлектрических ваттм етров
следует отнести довольно высокую чувствительность —
около 0,5 м В /м В т и возм ож ность измерения м алы х м ощ ­
ностей, м алую инерционность и независимость показаний
от тем пературы окруж аю щ ей среды. Т ак к а к выходным
сигналом терм оэл ектри ч ески х .п р ео б р азо вател ей я в л яе т­
ся н ап ряж ени е постоянного тока, то возм ож н а их к а л и б ­
ровка по мощ ности низкочастотного тока, рассеиваем ой
непосредственно на сопротивлении терм опары . В ы соко­
частотная мощ ность P — ujkJia, где и — выходное н ап р я­
ж ение терм опары ;
— коэффициент преобразован ия на
Л
'Ш
Ш
/
7
3
S]
РИС. 9.4. Болометрические элементы одиомодового (а) и мно­
гомодового (б) волноводов:
/ —слю дяная
16— 3188
подложка;
2—контакты;
5—термочувствительная
пленка
241
низкочастотной мощ ности; ka — коэффициент эф ф екти в­
ности п реоб разователя. Д ан н ы е измерители использую т­
ся вплоть до частоты 260 ГГц [164]. П огреш ность и зм е­
рений составляет около 1 0 % , доминирую щ ими состав­
ляю щ ими являю тся погреш ность определения коэф ф и ци ­
ента эф ф ективности п реоб разовател я и нелинейность ам ­
плитудной характеристики.
Болом етрические изм ерители мощ ности использую тся
в одномодовы х и многомодовых волноводах. Д л я одно­
модового волновода болом етрический элем ент (рис.
9.4,а) у станавли вается в Е-плоскости. Он оред ставл яет
собой платиновую или палладиевую пленку на сл ю д я­
ной подлож ке с прорезью посередине д л я увеличения ее
сопротивления. В р езул ьтате ум еньш ается н еад ек ват­
ность м етода зам ещ ени я. Болом етрический элем ент м но­
гомодового волновода (рис. 9.4,6) д л я лучш его согласо­
вания со всеми типамн_ колебаний излучения р ас п о л ага­
ется под углом к ш ирокой стенке волновода.
М еталлопленочны е болом етры н а основе таких м а те­
р иалов о б ладаю т стабильностью парам етров и повторяе­
мостью результатов измерений, однако имеют недоста­
точную чувствительность. П овы сить чувствительность
элем ента мож но, нанося на одну сторону п одлож ки тер ­
мочувствительную герм аниевую пленку, а на другую —
поглощ аю щ ую нихромовую пленку, которую мож но ис­
пользовать и д л я кали бровки по известной мощ ности по­
стоянного тока. В клю чая последовательно три терм исто­
р а [165], располож енны х эквидистантно на обратной
стороне подлож ки нихромовой пленки, которая, в свою
очередь, помещ ена под углом к оси волновода сечением
1,8 X 3 ,6 мм, мож но изм ерять мощ ность от 3 м кВ т до
100 мВ т в частотном диап азон е 55— 1000 ГГц с погреш ­
ностью 15 %.
Для измерения мощности амплятудио-модулироваииого излуче­
ния можно использовать волиоводиый преобразователь с пироэлек­
трическим элементом (рнс. 9.5). Высокочастотная мощность рассеи­
вается в поглощающем покрытии, что приводит к иагреву пироактивиого материала и появлению иа обкладках конденсатора выход­
ного напряжения, которое регистри­
руется через согласующий каскад.
Если постоянная времени ЛС-цепи,
где /^-входное сопротивление соРИС. 9.5. Упрощенная конструкция
пироэлектрического преобразователя:
/ —волновод;
2—пиронатериал;
3—элект­
роды: 4—поглощ ающ ее покрытие
гласующего каскада и С — емкость пиродатчика, меньше периода
и значительно больше длительности импульсов, то среднее выходное
» напряжение пропорционально средней высокочастотной мощности,
Г а максимальное напряжение каждого выходного импульса пропор'■ циоиальио энергии соответствующего импульса. Достоинствами преобразователя являются возможность работы в многомодовом волповоде в диапазоне частот 65— 750 ГГц [166], независимость показаиий от температуры окружающей среды, высокая чувствитель­
ность, позволяющая измерять малые мощности, недостатком — не­
обходимость градуировки по абсолютному измерителю.
9.3. Квазиоптические измерители поглощаемой
мощности
В квазиоптических тепловых изм ерителях п о гло щ ае­
мой мощ ности использую тся те ж е методы измерений,
что и в волноводны х. М ож но реали зо вать конструкцию
ваттм етров оптического д и ап азо н а [167], обеспечив не­
обходимое поглощ ение изм еряем ого излучения.
Н аибольш ее распространение получили конусные по­
глощ аю щ ие нагрузки, описанны е в [3 ]. У величение по­
верхности калорим етрической нагрузки и теплообмена
с внеш ней средой ставит зад ач у обеспечения, необходи­
мой чувствительности, равном ерной зонной х ар ак тер и ­
стики, независим ости показаний от поляризации изм е­
ряем ого излучения. К алорим етрические н агрузки изм е­
рителей мощ ности с неравномерны м распределением тем ­
пературы по поверхности долж ны удовлетворять усл о ­
вию, чтобы н а единицу площ ади поверхности приходи­
лось одинаковое число тем пературны х датчиков, обеспе­
чиваю щ их с необходимой точностью интегрирование
тем пературы по всей поверхности нагрузки.
Н аиболее удачной явл яется конструкция изм ерителя
в виде проволочногр болом етрического п р еоб разователя
(рис. 9.6). К аж д ы й конус выполнен намоткой п ар ал л ел ь ­
но двум я медны ми проводам и диам етром 0,03 мм, один
из которы х яв л яется болом етром, а другой используется
д л я калибровки «по мощ ности постоянного тока. Д иам етр
основания конуса 15 мм, вы сота 45 мм. Один из конусов
явл яется рабочим, и в него поступает и зм еряем ая м ощ ­
ность, а другой — компенсационным и служ ит д л я ум ень­
шения влияний тем пературы окруж аю щ ей среды. Б о л о ­
метрические элем енты (обмотки) конусов вклю чены в со­
седние плечи м оста постоянного тока. М еняя зазо р м еж ­
ду конусом и внутренней конической поверхностью тела
с больш ой теплоемкостью , мож но в некоторых п ределах
16*
243
изм енять чувствительность и тепловую постоянную вре­
мени прибора. В нутренняя поверхность конусов покры та
поглощ аю щ им покры тием на основе карбонильного ж е ­
л еза. П р и ем н ая часть и зм ерителя пом ещ ается в систему
теплоизолирую щ их экран ов с окном д л я изм еряем ого
излучения. Т акой изм еритель п озволяет изм ерять м ощ ­
ности 10 м кВ т— 100 мВ т в субмиллиметровом д и а п а зо ­
не с погреш ностью около 10 %•
РИС. 9.6. Упрощенная конструкция
болометрического
квазиоптического
преобразователя:
/ —рабочий
конус;
2—компенсационный
конус; 5—тело с большой теплоемкостью
и теплопроводностью
в болометрическом изм ерителе [168] использована
н ам отка конуса ср азу трем я проводам и, один из которы х
предназначен д л я подогрева конуса до определенной
тем пературы . П ри воздействии высокочастотной мощ но­
сти на конус мощ ность п одогрева уменьш аю т, чтобы тем ­
п ература конуса о ставал ась неизменной. Р азн ость м ощ ­
ностей подогрева д ает значение поглощ енной вы сокочас­
тотной мощности. Х арактеристики изм ерителя ан алоги ч­
ны х ар актер и сти кам преды дущ его изм ерителя.
Н аш ли применение и квазиоптические п ироэлектри ­
ческие измерители мощ ности [1б9]. Основой приемного
измерительного п реоб разовател я явл яется пироэлектри ­
ческий конденсатор, на о б кл ад ках которого при нагреве
или охлаж дении возникаю т электрические заряд ы . Схема
такого изм ерителя п о к азан а на рис. 9.7. М одулированное
о)
РИС 9.7. Упрощенная схема квазиоптического пироэлектриче­
ского измерителя мощности (а) и приемный элемент преобра­
зователя (б):
/ —модулятор; 2—приемная головка преобразователя; 3—блок индика­
ции; 4—лампа накаливания: S—ф отодиод: ff—блок импульсов калиб­
ровки; 7—пироэлектрический материал; S—электроды; S—диэлектриче­
ская прослойка; .'S—пленочный нихромовый подогреватель; /.'—погло­
щ аю щ ее покрытие
244
механическим преры вателем (м одулятором ) эл ектр о м аг­
нитное излучение через согласую щ ий конический переход
поступает на пироэлектрический измерительны й преоб­
разователь, представляю щ ий собой плоский элем ент из
керам ики Ц ТС диаметром 20 мм и толщ иной около
0,3 мм с электродам и для съем а сигнала. Н а один из
электродов нанесена слоистая структура из пленки ал ю ­
миния с изолирую щ им слоем из окиси алю миния, пленки
подогревателя из нихрома и поглощ аю щ его покры тия.
Электрический сигнал с измерительного п р ео б р азо в а­
теля поступает на согласую щ ий усилитель с высоким
входным сопротивлением и д ал ее — на избирательны й
ф азочувствительны й м икровольтм етр, настроенный на
частоту м одуляции излучения. И зм ери тель содерж ит
схему стабилизации скорости вращ ения дви гателя м оду­
л ято р а и блок вы работки импульсов калибровки.
И мпульсы тока калибровки формирую тся из п ад аю ­
щего на светодиод светового потока лам п ы н акали ван и я,
преры ваемого тем ж е м одулятором, что и электр о м аг­
нитное излучение. С игнал с ф отодиода усиливается и при
кали бровке прибора подается в пленочный нихромовый
подогреватель. Ч астота м одуляции излучения около
40 Гц. Основные характери сти ки изм ерителя: диаметр
входной апертуры 30 мм, диапазон изм еряем ы х мощ но­
стей 30 м к В т — 100 мВт, рабочий диапазон длин волн
0,1—2 мм; врем я измерения около 1 с, погреш ность и з­
мерения 10% Процесс изм ерения описанного пироэлектрического
ваттм етра мож но автом атизировать, если с помощью
си гн ала с пиродатчика через фазочувствительны й детек­
тор уп равл ять ам плитудой тока калибровки таким о б р а­
зом, чтобы выходной сигнал на пиродатчике был близок
нулю. П ри этом сводятся почти к нулю частны е погреш ­
ности, связанны е с изменением чувствительности с рос­
том тем пературы пиродатчика, и чувствительность изм е­
рителя остается постоянной в широком диапазоне изм е­
ряем ы х мощ ностей.
В работе [170] описан простой квазиоптический измеритель,
использующий акустический эффект (рис. 9.8). Измеряемое излуче­
ние проходит через механический модулятор н частично поглощает­
ся металлической пленкой, расположенной в газовой ячейке. Газ
в ячейке под действием мощности излучения нагревается и его
давление повышается, что регистрируется пьезодатчиком. Перемен­
ный сигнал с пьезодатчика подается на усилитель. Одновременно
формируются электрические импульсы прямоугольной формы в про17— 3188
245
■.Г
РИС. 9.8. Акустический
мощности:
измеритель
i — модулятор; 2 — газовая ячейка с вход­
ным окном для излучения; 3—поглощ аю­
щая пленка; 4—пьезодатчик; 5—датчик ча­
стоты опорного сигнала; 5—блок нмпуль:ов калибровки; 7—усилитель: 3—нуль-нндикатор
тивофазе с измеряемым излучени­
ем, поспутающие на поглощающую
пленку. Амплитуда импульсов вы­
бирается такой, чтобы на выходе
усилителя сигнал был равен нулю. В этом случае рассеянная плeнJ
кой мощность постоянного тока равна поглощенной высокочастотной
мощности. Толщина металлической пленки выбирается так, чтобы
обеспечить максимальное поглощение измеряемого излучения. В оп­
тимальном случае это приводит к 50% -иому поглощению падающей
мощности и по 25 % мощности расходуется на отражение и про­
хождение. Металлическая пленка иаиосится иа майларовую пленку
толщиной около 2 мкм, чтобы обеспечить минимальную постоянную
времени. Зная спектральные характеристики поглощающей пленки и
входного окна, можно производить абсолютные измерения малых
мощностей в диапазоне длин воли от единиц микрон до единиц мил­
лиметров с погрешностью около 20 %.
D:
7
9.4. И зм ерители проходящ ей мощности
И зм ерять проходящ ую мощ ность в волноводных л и ­
ниях передачи в длинноволновой части М М д и ап азон а
можно, используя участок поглощ аю щ ей стенки волно­
вода [160], а в коротковолновой части — поглощ аю щ ий
тонкостенный участок волновода [3 ]. П роход ящ ая высо­
кочастотная мощ ность частично поглощ ается в и зм ери­
тельном участке волновода и приводит к его нагреву,
что м ож ет быть зарегистрировано одним из известных
методов. Если дли н а поглощ аю щ его участка стенки вол­
новода составляет несколько длин волн проходящ его из­
лучения, то необходимо регистрировать среднюю тем пе­
ратуру нагреваем ой поверхности, чтобы уменьш ить по­
греш ность, определяем ую коэффициентом отраж ен и я н а ­
грузки.
В коротковолновой части ММ д и ап азон а мож но р е а ­
л и зо вать метод абсолю тной кали бровки прибора по из­
меренному затуханию в полосе частот и рассеиваем ой
мощ ности постоянного тока, пропускаемого непосредст­
венно через тонкостенный участок волновода, что приво­
дит к таком у ж е нагреву, что и при измерении С В Ч
мощности. С укорочением длины волны характери сти ки
такого измерителя улучш аю тся в результате увеличения
246
коэф ф ициента затухан й я й сопротивления постоянному
току участка волновода. Т акие приборы позволяю т изм е­
рять малы е, средние и больш ие мощ ности к ак в одном о­
довом т а к и многомодовом волноводе с погрешностью
о к о л о ’ 1 5 % . К достоинствам измерителей следует отне­
сти их простоту и высокую надеж ность, а основным не­
достатком явл яется зн ачительн ая погрешность.
П ри распространении электром агнитного излучения
в виде пучка в свободном пространстве измерение про­
ходящ ей мощ ности мож но проводить, используя френелевский ответвитель
и
изм еритель поглощ аемой
мощ ности. О тветвителем
/--е:
мож ет быть п лоская п л а ­
стинка из м атер и ал а с
малы м поглощ ением, р а с ­
полож ен ная под некото­
рым углом к оси пучка.
Если п оляри зац ия и злу­
чения не заф и ксирована,
то пластинку необходимо
расп ол агать под неболь­
шим углом к направлению
РИС. 9.9. Решетчатый измеритель
распространения излуче
мощности:
ния, чтобы уменьш ить по­ / — болометрическая решетка; 2 — блок
ляризационную
погреш ­ регистрации изменения сопротивления
ность ответвителя. К оэф ­ решетки
фициент
ответвления
мож но менять, используя пластины с различны м и п о ка­
зателям и коэф ф ициента преломления. В диапазоне длин
волн необходимо учиты вать
изменение коэфф ициента
ответвления за счет интерференции электром агнитны х
волн, отраж енны х от передней и задней граней пластин­
ки. П огреш ность измерений с помощью таких устройств
определяется погреш ностью ответвителя и погрешностью
изм ерителя поглощ аем ой мощности.
с;
Для определения средних и больших мощностей в квазиоптиче­
ских трактах СБМ диапазона можно использовать решетчатый боло­
метрический измеритель [171] ,(рис. 9.9). Приемным элементом
бооа служат две редкие решетки из тонких металлических проводов^,
перекрывающие все сечение пучка излучения, причем провода одиои
решетки перпендикулярны проводам другой и все оии соединены
последовательно. Период решетки ч должен быть значительно боль­
ше длины волны излучения, чтобы обеспечить необходимый коэффи­
циент пропускания решетки. С другой стороны, решетка с таким
периодом должна с заданной точностью производить пространствен17*
247
а°
ное интегрирование распределения энергии в поперечном сечении
электромагнитного пучка. Двойная решетка необходима для исклю­
чения зависимости показаний прибора от поляризации излучения.
Проходящая мощность частично поглощается элементами решетки,
в результате повышаются их температура и сопротивление. Измене­
ние сопротивления решетки регистрируется одним из известных спо­
собов. Чувствительность прибора определяется следующим выраже­
нием:
О О О
&i“
LO
LO
——
CS
S
§о
,
сч
со
LO
си со
й)
со
с
X
сч
X X X
сч сч о
is
со
If.
и о
sS
С
11
ID ,
со
ё
о
ю
X
сч
LO
о
^ ^
LO LO Ю
1
1
I
L
O
LO
Ю
о о^ о
о" С5 С5
с“ X X X X
U сч сч сч о
с-
ю
со
X
со
со
сч
S
о
^
8
о
о
о
7
I
rt* о 00-
5^* со со сч —
о
L
O
X
27 1о 1о
X
S
сч
и
S
U
S
IX
X
й>
00
о
Ag/Pgo=(ad/xY)(g®+9H),
где ДР/Ро — относительное изменение сопротивления болометра;
Р — падающая на решетку мощность; а — температурный коэффи­
циент сопротивления болометра; d — диаметр провода; у — коэффи­
циент теплообмена решетки с окружающей средой;
и
— фак­
торы эффективности поглощения соответственно Е- и Н-поляризованиого излучения цилиндрами. Если для редкой решетки взаимо­
действием элементов можно пренебречь, то полные относительные
потери электромагнитной энергии пучка, состоящие из потерь на
рассеяние и поглощение, не будут превышать значения 4d /x , кото­
рое может составлять несколько процентов.
Повысить чувствительность измерителя на два порядка можно,
используя металлические провода с поглощающим покрытием, на­
пример микропровода в стеклянной оболочке. Если максимальные
темпеАтуры нагрева болометрических элементов такие, что еще не
проявляются нелинейные температурные зависимости параметров
измерителя, то прибор будет иметь линейную амплитудную харак­
теристику и равномерную зональную чувствительность.
Погрешность относительных измерений составляет около 5 %•
Градуировка прибора может быть произведена с помощью абсолют­
ного измерителя. К достоинствам прибора следует отнести простоту
и возможность создания большой входной апертуры.
о
I
I
о
о
I
о
I
I
о
о
X
S
ю
о
со
-о
00
со LO г-
со
S
LO
со
1
1
сЬ
ю
сч
LO
LO
LO
(£> со
со
со
со
LO
LO
LO
h-
со
!
со
о
о
о
СП
СП
LO
ю
сч
LO
LO
со
LO
сч
i
1
сч
1
1
сч
00
1
сч
со
со
lO
9.5. П ерспективны е н ап равлен ия исследований
g
В настоящ ее врем я сущ ествует предпосы лка д л я про­
мышленной разр аботки измерителей мощ ности в р ас см а­
триваем ы х д и ап азон ах длин волн с достаточно вы соки­
ми характери сти кам и .
В табл. 9.1 и 9.2 приведены основные характеристики
волноводных измерителей мощ ности ММ д и ап азон а
[172]. Д л я больш инства приборов с погреш ностью изм е­
рения более 5 % доминирую щ ей явл яется погрешность
определения коэф ф ициента эфф ективности п р еоб разова­
телей. О б р ащ ает внимание достаточно вы сокая точность
промыш ленных изм ерителей мощ ности и больш ой д и н а­
мический диапазон терм оэлектрических измерителей.
В рассм атриваем ы х д и ап азон ах сущ ествую т те ж е общ ие
проблемы измерения мощ ности и в целом действую т те
ж е тенденции, которые характерн ы д л я измерения м ощ ­
ности в С В Ч диапазоне [3, 172].
248
с.-.
о
ж
«
X
о-
S ез
CU
о
со о
о
S
го
ёо
О)
ж
си
1U
§ 1
§
ж
о
о
ж
(Г)
iо .
:г
ж
о
си
си
О
)
S
ж
о -
&
н
§
U
ж
ё
ж
со
О
)
С
П sS
о
о
г
си
с
I
>»
о
са .-
сг I
S со
§
CZ
II
н
<
L
Oо
ю
ю
о
со
со
со
со
со
Ю
LO
о
ю
LO
S
249
В
К
|й
?=£
SS
ЖВ
S3
Si
—
^
ЮЮ
Ю
О
О
О
Ю
TJ»
^
I
M C4
I
I
I
I I I I IS2
•о
о о о о о * .
— — С^
ОСОСОСОо—
iC't'CO—
—
i ———,1ЛЮ
J J J o' J J j
I
о
I
I
"
/
I
II
JJ
j
I
I
t
I
I
0 0 ^ 0 0 0 0 0 0
CO
§
«
I
(
I
I
OOOOOO
о
Ю
CO CO CO
S
а
о
о
—
Оюо о
—T
t»
*«**rt* Tj»Tj»Tj»Tj»Tj»Tj»^ Tj»OOLOO
ЮСГ1С-0 —
o o o o o o o o I
l
l
l
l
l
l
l
M
I
I
t< Ч c( c( c( t< ct cl 00 ЦЗ coo о о ГОо о о LOо
— C'4c0^lCC,Df'~^LOC,Dt'-O^
o o o o o o o o — о
X
3
а
«ооэ
а
§
§
оо
а
CJCJ
В.
а
аа
CJ
(Т)
*66
i
йs
о. о.
н(V но
*
■о
о.
о(V
й>
н
Е-
а
ci,
<
i>
ci,
а
X
I
п
т Г ю о ^ т ш
— 'C N JC O * ± L O O —
— CN
ООООООЬ-Ь-С-ОООО
cooOcocooOOOCbCXOCLCL
CQ—-alLOcr'O
. >о о
C
N ОС-ООО
со
О О О ' Х ^ О С ------------Ю * ± С Г '
•ЧС
О тСтСтСтСО ОО СГ»'»'**
Ж
§
о |
W
о
““ I
- I
250
о
е>в
о
о.
I
£
<g
ел
с
О)
<
со
•4^
CJ
й>
“
е с ё .с
S
К
13 X
f S S :<
3
=
<
зв
о
с
1<^2<
^30 ёэ
ел
О
ё
и
1
с:
о X
со
<
ел
й>
•—*
■ fa
С5
О
а
SЧ)
г
Среди наиболее определивш ихся тенденций соверш ен­
ствования измерителей мощ ности являю тся; освоение ко­
ротковолновой части М М д и ап азо н а волн и продвиж ения
вверх по частоте; повыш ение точности измерений; авто­
м ати зац и я процесса измерений и обработки их р езу л ь та­
тов на основе ш ирокого применения средств вы числи­
тельной техники.
К ак отмечалось, сущ ествую т лиш ь л аб ораторн ы е об­
разцы измерителей мощ ности С БМ д и ап азон а. С о в р ш ен ное развитие техники и ш ирокое использование С БМ
д и ап азон а ставят перед исследователям и р яд новых
проблем по созданию измерителей мощ ности.
П ервой из них явл яется создание автоматических
квазиоптических ваттм етров на средние и больш ие по­
глощ аем ы е мощ ности с постоянной времени измерений
менее 0,1 с и цифровы м отсчетом. В этом н ап равлении
перспективным явл яется использование пленочных по­
глотителей на п одлож ках с высокой теплопроводностью ,
пироэлектрических и пиром агнитны х преобразователей.
О сновными трудностям и являю тся обеспечение полного
поглощ ения таким и преобразователям и , равномерной
зонной характери сти ки и миним альной погреш ности м е­
тода зам ещ ения.
В торая
проблем а — создание
высококачественны х
квазиооптических ваттм етров проходящ ей мощ ности, ис­
пользуемых для непрерывного контроля мощ ности. П е р с­
пективным является дальнейш ее развитие реш етчаты х
измерителей и создание эф ф ективны х квазиоптических
ответвителей, используемых совместно с изм ерителям и
поглощ аемой мощ ности.
Т ретья проблем а — создание измерителей импульсной
мощности, работаю щ их в ш ироком диап азон е частот и
мощности. П ерспективны м явл яется использование объ­
емных эф ф ектов в полупроводниках, ф ерром агнетиках и
пироэлектриках, а та к ж е создание автом атизированны х
измерительны х устройств, позволяю щ их быстро ан ал и зи ­
ровать получаемую с п реобразователей информацию .
Ч етв ер тая проблем а — повышение точности изм ерите­
лей в широком диап азон е частот и мощ ности, а так ж е
создание системы метрологического обеспечения средств
измерения мощ ности С БМ диапазона.
о.
с
3
251
10 ГЛАВА
а затем вы рази ть через |Г т п 1 и arg F m n искомые
величины е' и е". П ри выполнении условий Omn, am n o <
« Р т п у Pmno ИЗ (10.3) следует:
атп,
Измерение параметров материалов
10.1. Связь параметров материалов
с измеряемыми величинами
Р тп = Р т п о (1 + | Г т „ | ) / ( 1 — |Г ж п |) ,
Д л я устройств, приборов, в том числе ради оизм ери ­
тельных систем М М и С БМ диапазонов, необходимы с а ­
мые разн ообразн ы е м атериалы : слабопоглощ аю щ ие и
сильнопоглощ аю щ ие, изотропны е и анизотропны е, с р а з ­
личными диэлектрической и магнитной проницаем остя­
ми. П оэтом у важ н ое место в технике М М и С БМ волн
зан и м аю т измерения п арам етров диэлектрических и м а г ­
нитных м атериалов.
Основными радиоф изическим и п арам етрам и м атери ­
алов являю тся компоненты тензора ком плексного коэф ­
ф ициента прелом ления л*г;= Л о— /к,, (i, /= lT ~ 3 ), а т а к ­
ж е компоненты тензоров комплексных диэлектрической
E*ij=e'ij— ie"ij и магнитной
п роницае­
мостей.
В случае изотропных диэлектриков е*=(л*)® , т. е.
е '= л 2 — Л
(Ю Л)
е"= 2пх.
(10.2)
Д ей ствительн ая г' и м ним ая г" части диэлектрической
проницаемости могут быть определены, если известны
ф азо в ая постоянная
и постоянная затухан и я атп
волны в волноводе, содерж ащ ем диэлектрик. Т ак, в пол­
ностью заполненном волноводе
фГ __ 5^’!"
-4-<А..'П
п
®
i
2т:
В свободном пространстве, а так ж е в линзовом, зер ­
кальном и диаф рагм енном лучеводах поперечное волно­
вое число пучка Я тп = 2 я Д к р « « = 0 .
В еличины п* и е* связан ы и с коэффициентом о тр а­
ж ения
{УтпО—Утп ) /у тп о Л у тп
(10.3)
от плоской границы диэлектри ка. Зд есь утп и утпо —
постоянные распространения волны в заполненном и пу­
стом волноводе соответственно. И з (10.3) легко полу­
чить д ва уравнения, связы ваю щ ие модуль |Г т п | и ф азу
a r g Гтп к о эф ф и ц и ен та о т р а ж е н и я с вел и чи н ам и 6™„ И
252
-Ж
а при
gm n= 0
I Г т„ I ®= [ ( л - 1) ®+к®] / [ ( « + 1 ) ®+х®].
(10.4)
приведенные соотношения показывают, что значения п, х, е' и
е" можно определять, измеряя две величины: Rmn и ат п или
|Г т л | и argTmn В волиоводзх, лучеводах или свободном простран­
стве, а также в резонаторах. Возможны и другие методы измерения
величии п* и 8* (случаи частичного перекрытия поперечного сече­
ния волновода, резонатора или квазиоптического пучка диэлектри­
ком, малых образцов диэлектрика, наклонного падения волиы иа
границу диэлектрика и др.), ио эти методы имеют ограниченное
применение в коротковолновой части ММ и в СБМ диапазоне и
здесь рассматриваться не будут.
В случае анизотропны х диэлектриков целесообразно
проводить измерения значений п*ц и е * ц , соответствую ­
щих ориентации вектора электрического ноля Е вдоль
главны х осей оптической индикатриссы , т. е. находить
три значения Пц, ки или ец ( i = l , 3 ). П ри каж дой ори­
ентации о б разц а по отношению к вектору Е волны изм е­
рения п*и или Ец производятся так же, к ак и в случае
изотропного диэлектри ка.
В случае, когда величины А/г,-,-=/г,ч— п ц или А к ц = к ц — у. ц
(г, /= 1 ,3 , i=pj) малы, точность определения значений А п ц или
A xij, характеризующих соответственно двупреломление и дихроизм,
невысока и необходимо измерять А п ц или A x ij иепосредствеино,
а не как разность раздельно измеренных величин «,•< и п ц или х,-;
и Xj,.
Это может быть сделано методами, аналогичными принятым
в оптике, т. е. по структуре волиы, прошедшей через образец или
отраженной от него. В частности, могут быть использованы методы
«полуволновой» и «четвертьволновой» пластин.
М агнитны е м атери алы , изотропны е в отсутствие по­
стоянного магнитного поля, описываю тся тензором
И-
0
—X
0
0
=
0'
-
(10.5)
Н-г
г>";
— гр. 2 — комп-
лексны е величины.
2 53
Н ам агн ичен н ая п л а зм а твердого
тензором, аналогичны м (10.5):
О
тела
описывается
Связь ц и е с измеряемыми величинами у и Г для магнитных
материалов определяется выражениями;
о
П ри 0 = 0 (продольное нам агничивание) собственные
волны среды имеют круговую поляризацию и постоян­
ные распространения
( 10.6)
Верхний и нижний зн аки соответствую т волнам с п р а­
вым и левым вращ ением векторов поля. К а к видно из
вы раж ен и я (10.6), эти волны
распространяю тся, к ак
в изотропной среде с эфф ективны м и парам етрам и
!'‘эффп,л
— !»а'
С ледовательно, значения Еэфф и цэФф находятся так же,
как и в случае изотропных сред, но рабочими являю тся
волны круговой поляризации.
П ри 0 = я / 2 (поперечное намагничение) постоянные
распространения равны:
(10.7)
( 10.8)
Y , = fe(s,fXj_)^
где
=
е^ = е — е \ ! е ,
причем Y2 соответствует случаю , когда вектор н ап р яж ен ­
ности внешнего магнитного поля Но п араллелен вектору
напряж енности электрического поля волны. П ри Е а= 0 и
ИЗ сравнения (10.6) — (10.8) видно, что при 0 = 0
изменение цэфф и у больше, чем при Q=nJ2. П оэтом у изм ерять компоненты тензора ц предпочтительнее в п ро­
дольно намагниченном м атери але.
254
(10.9 )
Р - а = (ТпРп— ГлРл)/2А,
(10.10)
где
,
При умеренных напряженностях постоянного магнитного поля
(Яо<10» Э) магнитные материалы на ММ и СБМ волнах имеют
и (х/ < (ц '. Для намагниченного до насыщения материала
можно также считать р,г=Е
Для измерения диэлектрической и магнитной проницаемости ма­
териалов целесообразно размещать образец так, чтобы угол 0 между
векторами к и Но (имеется в виду простейший случай плоской вол­
ны) составлял О или 90°.
-эфф п. л
Р - = (ТиР11 + Тлрл)/2А,
_ I С .л|-‘- ( 1 + I Г„.л|*)» ,
I ^„.лГ-(1- 1(Г„,л1Т ’
Уп.л, 1(п,л|*, |Гп,л I* — соответствеиио постоянные распространения
и энергетические коэффициенты пропускания и отражения волны
круговой поляризации с правым и левым вращением векторов поля.
Выражения (10.9) и (10.10) справедливы при отсутствии интерфе­
ренции в образце.
'л:
О тметим, что при 0 = 0 д л я определения парам етров
гиротропной среды м ож ет быть использован поворот
плоскости поляри зац ии линейно-поляризованной волны.
Так, при Еа==0 удельны й угол поворота
=
{ У У - \ - У „.— У У — V-'
Выбор методов определения значений «*, е, р зависит
в первую очередь от предполагаем ы х значений «, х, е',
в", р и Ра, а так ж е от ф азового состояния м атери ала
(ж идкость, твердое тел о ), разм еров образцов, частотно­
го и тем пературного интервалов, требований к точности
измерений. В ММ и С БМ д и ап азо н ах длин волн коэф ­
фициент прелом ления меняется от значений, близких к 1
(пористые композиционные м атер и ал ы ), до десятков
единиц (сегнетоэлектрики), а значения х — от 10“ ^ (не­
полярные ж идкие и тверды е диэлектрики) до 10® (сегне­
тоэлектрики, дипольны е ж идкие и тверды е м атер и ал ы ).
П ри не очень больш их н ап ряж енн остях магнитного поля,
т. е. вдали от ф ерром агнитного резонанса,
а |р а | « р ' а < 1 .
И з излож енного следует, что основным критерием вы ­
бора методов измерения п арам етров диэлектрических и
магнитны х м атери алов в М.М и С БМ д и ап азо н ах длин
волн явл яется априорная оценка п орядка величин п и к.
В зависимости от этого прим еняю тся те или иные мето­
ды (или их ком бинация) измерения модуля и ф азы ко­
эффициентов пропускания t и отраж ен ия г о б разц а.
М етоды измерения | / | , | г | , a rg / и a r g r в оптическом
и С ВЧ д и ап азо н ах хорош о известны.
255
10.2. Основные изм ерительны е схемы
=0 , 1 5 - 0 , 2 0 ,
К ак показы вает проведенный автором главы анализ,
в ММ и С БМ д и ап азо н ах волн измерение парам етров
м атери алов в одномодовы х волноводах затруднено как
из-за м алы х разм еров и возрастаю щ их потерь, так и
и з-за возникновения высн’нх мод, что практически не по­
зволяет обеспечить м алы е (единицы процентов) погреш ­
ности определения парам етров м атериалов. Н аилучш им
путем сниж ения дополнительны х погреш ностей до вели­
чин, меньших, чем допустимые погрешности определения
|/|® и |г|®, является применение квазиоптических луче­
водов [175, 176, 182— 184].
Р азн о о б р ази е свойств исследуемых в ММ и С БМ д и а ­
пазонах вещ еств и м атериалов, находящ ихся в твердой
и ж идкой ф азах, изотропных, анизотропны х и гиротропных, обладаю щ их сильным и слабы м поглощ ением или
отраж ением , необходимость получения частотных, тем ­
пературны х и других зависим остей «*, 7 7 приводят
к необходимости разработк и целого ряд а измерительны х
методик и схем. В этом п ар агр а ф е будут даны реком ен­
дации по применению тех или иных методик и схем для
измерения п арам етров м атери алов в зависимости от
ож идаем ы х значений этих п арам етров и некоторых д р у ­
гих ф акторов. Р азум еется, п редлагаем ы е рекомендации
не являю тся догмой; на п ракти ке выбор методики изм е­
рения п*, 8 ИЛИ р далеко не всегда однозначен, так как
определяется не только ож и даем ы м и значениям и этих
величин и агрегатны м состоянием м атери ала, но и р а з ­
м ерами и точностью изготовления образцов, которы е не
всегда удается сделать оптимальны ми, интервалом тем ­
ператур и т. д. Н аиболее универсальны м является метод
измерения зависимостей |i |2 и |г |2 в случае п лоскоп а­
раллельного слоя м атер и ал а от Я, толщ ины слоя /, тем ­
пературы и других внешних воздействий. В общ ем слу­
ч ае величины |i |2 и |г |2 изменяю тся согласно известным
ф орм улам (см., наприм ер, [173]) в пределах, опреде­
ляем ы х вы раж ениям и:
|/ р = |1 _ Г М ® е - 7 |1 ± Г ® .е - 7 ® .
(10.11)
1 Л = |Г .Г ( 1 = + е - 7 | 1 +
(10.12)
с пространственным периодом 6 ( P i/) = r t. П ри «глубокой»
интерференции, когда
256
(10.13)
по значению 6 ( B i/) = r t н аходят Рь а по значениям отно­
шений | i |
1гРмакс/|г|^мин — ai. Если Ж е
с/ t v
условие (10.13) не вы полняется, то четкой периодично­
сти зависимостей Щ Я ь /)[® и |г(Я ь /)|® нет и найти по
ним значения Pi и ai трудно. Ц елесообразн о либо р е а ­
лизовать условие м алой интерференции:
1 Г /г е
2л/
<1.
либо усреднить зн ачен ия |i|® и |г |2 по частоте или то л ­
щ ине об разц а. М ож но показать, что
|i P = 1 6 « 7 [ ( « = - l ) s h 2 ( + / + ln lH |)].
Д ля ж идкостей можно получить зависимости
и
|г(/)р с помощью кю вет переменной толщины. При
Щ ре
1 а -(д Б /м м )= 'А |ip (дБ)/А/ (мм). К огда интер­
ференция в об разц е не достаточно глубокая из-за м а л о ­
сти величины iFij® и зам етны х потерь в образце, ц еле­
сообразно использовать схему измерения м одуля коэф ­
фициента отраж ен ия г от закороченного слоя м атери ала.
В этом случае отраж енны й от задней стенки сигнал воз­
р астает в 1/Fi раз и мож но увеличить глубину интерф е­
ренционной картины , так что
lr|® = l(F, - е - ' ‘Л (1
Экстремумы |г|® имеют место при 2 ^ i l = m a с тем б о ль­
шей точностью, чем б ли ж е ехр (— a ii) к О или 1. П оэто­
му д ля нахож дения Pi ж елательно изм ерять расстояния
м еж ду экстрем ум ам и, соответствую щ ими больш им зн ач е­
ниям щ1 (если нельзя обеспечить a i/< < l) . В этом случ'ае
экстрем ум имеет место при s in 2 p i/= 0 . П ри e -2 “i / ^ i
ai определяется из вы раж ения
ехр
2тса [т — р)
р.
J
где Гт и Гр — коэффициенты отраж ен ия (по полю ), соот­
ветствую щ ие т - м у и р-м у м аксим ум ам или минимумам;
F o o = F ,= r ( / ^ о о ) .
257
И зм ерение ai упрощ ается при устранении отраж ен ия
от передней границы , т. е. при Гоо^О, когда г ( / ) |2 =
е -4 а ,;
' ' >
Н аивы сш ая точность измерения ai прозрачны х м ате­
риалов обеспечивается при использовании м етода э т а ­
лонной (иммерсионной) ж идкости [185]. К оэффициент
преломления tu, эталонной ж идкости (это м ож ет быть и
смесь ж идкостей) вы бирается близким к заран ее и зм е­
ренному значению п исследуемого м атери ал а. В этом
случае отраж ен ия от границ о б р азц а отсутствую т и
+
10 Ig
новых пучка лучевода, смещенные вдоль его продольной осн на рас­
стояние Д. Тогда при равенстве амплитуд пучков «глубина» интер­
ференционного минимума |Л |*мив=»(ЛД/2яг*8о)*<1. Например, при
Л=1 мм, г.о= 4,5 мм и А = 3 0 мм |Л |*мив=а6-10-* или — 2 дБ.
В случае лучевода снижение |4|*мив до значения (порядка 10“ *—
10“ »), необходимого для получения требуемой точности измерения
малых сдвигов интерференционной картины и малых потерь, обес­
печивается уменьшением Д или увеличением Гю- Так, в нашем слу­
чае при А < 5 мм |Л |*м ин<—27 дБ. В случае ж е интерферометра,
использующего пучки в свободном пространстве, когда нет устой­
чивых распределений поля в пучке и неизвестен закон изменения
этого распределения от разности хода А, обеспечить малые значения
1А1*мив практически невозможно.
1C
1^1г )
где Id ® и 1/1® — коэффициенты пропускания без обрац а и с образцом ; Сэ — коэф ф ициент потерь эталонной
ж идкости.
Если нельзя подобрать ж идкость с «э, близким к п
о б разц а, то мож но использовать приняты й в оптике м е­
тод «стопы» пластин, а так ж е метод «полуволновой п л а ­
стины».
В аж ное место при измерениях «*, Ж и р б а н и м а ю т
интерференционные методы, позволяю щ ие определять
ф азы коэф фициентов пропускания и отраж ен ия a r g / и
a r g r образцов. Эти методы подробно описаны в л и т ер а­
туре (см., например, [1 7 3 ]), и поэтому остановимся лиш ь
на специфике их прим енения в рассм атриваем ы х нами
случаях.
Одной из трудностей является обеспечение глубины интерферен­
ционного минимума, от чего зависит не только точность измерения
фазы, но н погрешность измерения
в интерферометре (слу­
чаи «прозрачных» материалов). Действительно, минимальная ампли­
туда сигнала иа выходе интерферометра |Л |2 = |/{,|2( i _ | / | ) 2_ где
|(о| — пропускание одного канала интерферометра в отсутствие
образца; |(|* — пропускание образца. При |( |= 0 ,9 8 , например, не­
обходимо фиксировать сигнал |Л |*, составляющий — 40 дБ от па­
дающей мощности. Практически добиться столь малого сигнала
в минимуме при измерении методом свободного пространства очень
трудно из-за небольшого различия (по поперечным размерам, струк­
туре поля, направлению распространения) пучков, поступающих
в приемник из двух каналов интерферометра. Для устранения этого
нежелательного эффекта интерферометр целесообразно выполнять на
основе линзового лучевода, а на выходе интерферометра помещать
филирующий линзовый тракт, работающий в одномодовом режиме.
Проиллюстрируем влияние несовпадения шцрины интерферирую­
щих пучков на примере интерферометра на основе линзового луче­
вода [181]. Пусть на сумматор (5) (рнс. 10.1) поступают два вол258
РИС. 10.1. Схемы интерферометров Майкельсона (а) и Р ож ­
дественского (б):
/ — линзы; 2 — делитель мощности; 3, 4 — зеркала; 5 — приемный р у ­
пор; 6 — детектор; 7 — исследуемый образец; 8 — индикатор
Д л я устранения п арази тн ы х переотраж ений в интер­
ф ером етре и осцилляций ф азы из-за интерференции в об­
р азц е целесообразно осущ ествлять измерения в равн о ­
плечем интерф ерометре с небольш им качанием частоты
[186]. В этом случае устраняется и неопределенность,
св язан н ая с неоднозначностью определения порядка ин­
терференционного экстрем ум а. И зм еряем ы й сдвиг экс­
трем ум а нулевого п оряд ка До связан с п соотношением:
п = 1“1“Ао//.
Д л я измерения м алы х значений отличий А п — пх— «2
ж идкостей удобен метод биений в интерф ерометре [186].
В интерферометр вводятся кюветы с ж идкостям и, то л ­
щ ина которы х синхронно изменяется. П ри этом переход
от м акси м ум а к минимуму сигнала на выходе интерф е­
ром етра соответствует изменению толщ ины слоев ж и д ­
костей на величину
М=ДК1А\пх— П2\.
(10.14)
259
И з (10.14) видно, что точность определения Ап растет
с уменьш ением этой величины.
Д л я измерения компонент тензора ц прим еняется ин­
терф ером етр с волнам и круговой поляризации [188,
189], являю щ им ися собственными волнами продольно
намагниченного м агнитодиэлектрика. Д и аго н ал ьн ая ц и
ности, вращая образец меж ду скрещенными поляроидами в режиме
качания частоты генератора, находят соседние частоты vi.j— l/A i.j
соответствующие волне круговой поляризации на выходе образца (на
входе волна поляризована линейно). Тогда
Artij=l/2(v2—vi)/,
ехр (4nA>CijVi/)=tg®t|)'[(l— 1Г<|®)®/(1— |ГЛ®)®],
рде ^ — угол поворота оси «/» относнтельно вектора Е падающей
волны; F iji’ — коэффициенты отражения от границы образца при
E||i н Е| j соответственно.
недиагональн ая
компоненты тензора ц связаны с ф а ­
зовыми сдвигами ф(п,л право- и левополяризационны х по
кругу волн простым соотношением (в отсутствие интер­
ференции)
9/п. л =
arg
^ = (2т://Я) Re ] / (!ъ ± jj,J s.
Р еком ендуем ы е в тех или иных случаях методы и з­
мерения п*, п и V, приведены в таб л. 10.1.
(10.15)
10.3. Квазиоптические измерительные схемы
и установки
П ри изменении н ап равлен ия постоянного продольного
магнитного поля определяется из (10.15)
Д ругим методом определения
явл яется измерение
угла ф арадеевского вращ ения плоскости поляризации
К а к отм ечалось, наилучш ие условия д л я измерения
характери сти к диэлектриков и м агнитодиэлектриков на
волнах 3— 0,3 мм обеспечиваю тся в квазиоптических
линзовы х лучеводах. Опиш ем, к ак реализую тся основные
(ф /п — ф / л ) / 2 .
й '—
Для измерения малых значений Ariij и А я ц используются ме­
тоды. аналогичные принятым в оптике, и нх модификации. В част-
методы измерения /г, и н р в таких волноводах.
В измерительны х схемах в качестве источников и злу­
чения лучш е всего использовать лам п ы обратной волны,
перекры ваю щ ие весь диапазон длин волн — от 8 до
0,2 мм. Н аиболее чувствительными приемниками этого
д и ап азон а являю тся приемники на основе кристаллов
антим онида индия, охл аж д аем ы х до тем пературы ж и д ­
кого гелия. С очетание таких генераторов и приемников
обеспечивает превыш ение сигнала н ад шумом на 70 дБ
и более.
Типичная структурная схема одноканальной установ­
ки приведена на рис. 10.2,а. С ее помощью измеряю тся
модули коэффициентов пропускания |i|® и отраж ен ия
|г|® о б р азц а. Ч астота Л О В плавно п ерестраивается и
производится запись частотны х зависимостей сигналов,
прош едш их и отраж енны х от о б р азц а, которы е ср авн и ­
ваю тся с падаю щ им на о б р азец сигналом. Р езон атор
д ает частотны е метки на систему обработки сигнала,
а при необходимости обеспечивается регулировка тем ­
п ературы Т о б р азц а. У становка при смене Л О В р аб о ­
тает в диап азон е длин волн 2,5— 0,3 мм. С пектрограм м ы
|i(v )|® и | r ( v ) p воспроизводятся с погрешностью менее
0 ,5 % . Н а основе этой ж е установки р еали зован ы схемы
интерферометров
М айкельсона
и
Р ож дественского
(рис. 10.1), в которы х в том ж е диапазоне волн измеря-
Т а б л и ц а 10.1, Р екомендуемые методы и зм ер ен и я парамет ров
диэлект рических м ат ериалов
Интервал изменения
нз.меряемых пара­
метров
2<л<30
М етоды измерения
п и х'
1 0 -“< к < 1 0 “ ’
1. Определение
—
из зависимостей | / (?,
7)1 или 1 г (А, 1, 7) |. 2. Изд.ерение f /.
1. Измерение | / | “ при l = m l„i2. 2. Усреднение
зависимости 11 (А, 1) |
2 < п <30
10~*< к < Ш -'
Измерение
Усреднение зависимости | / (,А, /) j
2< «<30
1 0 -'< х < 2 0
Измерение ( / ) и | г |.
1. Измерение t ( l ) \ , в том числе в стопе.
мерение |г ( / ) с отражающим поршнем
1,0 5 < « < 2
1 0 -“< х < 1 0 -®
Измерение ipf.
1. Измерение | / 1® в иммерсионной жидкости. 2. Из­
мерение 11 1 при 1 = m la /2 .
1 ,0 5 < « < 2
1 0 - ’< х < 2
1. Измерение
1. Измерение | / | и | г | .
1. Измерение | / | в иммерсионной жидкости, 2. Из­
мерение 1 /1 и 1г 1
2. Из­
* Перзал строчка соотаетсгвует методам нзмереаия п, вторая — методам и зм ерь.
НИЯ
X.
260
т.
J
261
ются ф азы
коэффициентов пропускания и отраж ен и я
Ф Ь фг*
Н а рис. 10.2,6 приведена схема интерф ером етра д л я
и ^ е р е н и я компонент тензора магнитной проницаемости
Ве схем, приведенны х на рис. 10.2— 10.4, проводятся и з­
мерения парам етров различны х м атериалов в соответст­
вии с табл. 10.1.
О становим ся на специфике
различны х м атериалов.
измерения
п арам етров
р. Здесь узел 17, представляю щ ий собой сочетание ч ас­
топериодической реш етки и зер к ал а, расстояние м еж ду
которыми м ож ет изм еняться, обеспечивает п р еоб разова­
ние волны линейной поляризации в круговую . И зм ер яет­
ся ф азовы й сдвиг ф/п,л волны круговой поляризацйи,
проходящ ей через продольно намагниченны й образец.
Н а рис. 10.3 приведена схема измерения вращ ения
плоскости поляризации с помощ ью реш етки 8. Н а осно-
РИС. 10.3. Структурная схема установки для измерения угла
фарадеевского вращения плоскости поляризации:
/ — ЛОВ; 2 — блок питания ЛОВ; 3 — аттенюатор; 4 — рупор; 5 — м оду­
лятор; 6 — линзы; 7, 8 — решетчатые поляроиды; 9 — образец; /О — элек­
тромагнит; / / - д е т е к т о р ; /2 — индикатор
4)
РИС. 10.2. Структурные схемы одноканальной установки для
исследования материалов (а) и интерферометра для исследо­
вания магнитодиэлектриков ( б ) :
I — ЛОВ; 2 — блок питания ЛОВ; 3 — аттенюатор; 4 — модулятор- 5 —
линзы; 6, 7, /5 — делители мощности; « — рупоры; 9 — кювета с иссле­
дуемы м образцом; /О — детекторы; 4 / — согласованная нагрузка; 12 —
индикаторное, устройство; 13 — устройство для подачи на о бр азец внеш­
них воздействий; 14 — открытый резонатор для подачи частотных м е­
ток: 15 — решеточный делитель мощности; 16 — зеркало; 17 — преобразо­
ватель поляризации; .'« — электромагнит
262
Измерение модулей коэффициентов прохождения
и отражения /■|® жидкостей. Зависим ости |/(Я , /,
Т)
к (Я, /, т) ® измеряю тся по схеме рис. 10.2,а.
Основным измерительны м узлом явл яется кю вета п ере­
менной толщ ины /. П ри изменении / от О до 3 мм обес­
печивается точность отсчета ± 0 ,0 0 5 мм. О кна кю веты
в зависимости от объектов исследования выполняю тся
либо из кварц а, либо из ф торопласта-4. П огреш ность из­
мерения величины |/|® из-за переотраж ений в изм ери­
тельном трак те менее 0,03 д Б , а основную погрешность
вносит ош ибка измерения /, особенно при больш их по­
глощ ениях, т. е. при тонких слоях ж идкости.
М одуль коэф ф ициента отраж ен ия |/-|® ж идкостей из­
м еряется по схеме рис. 10.4 путем сравнения коэф ф ици­
ента отраж ен и я от свободной поверхности ж идкости с ко ­
эффициентом отраж ен и я от м еталлического зер к ал а или
поверхности ртути. В этом случае устраняю тся имеющие
место в схеме рис. 10.2,а погрешности, связанны е с н а ­
личием окна кю веты. Д л я сниж ения К С В на участке
м еж ду отраж аю щ и м образцом и приемником прим еня­
ются делители мощ ности, а так ж е м алое качание часто­
ты
генератора,
что
обеспечивает
погреш ность
Д |Г 1 Р /|Г , ®<3»/о.
263
Измерение
и |г|® твердых материалов. И зм ер я ­
ются зависимости |/ ( т , Т ) \ ^ и |r ( v , Т) ® при двух то л ­
щ инах о б р азц а, поскольку плавно изменять его толщ ину
обычно нельзя. В случае образц ов небольш их попереч­
ных сечений [менее (20— 15)Л], имеющих м алое пропу­
скание, образц ы тщ ательно диаф рагм и рую тся, что обес­
печивает снижение фонового си гн ала до значений м е­
н е е — 60 дБ .
коэффициентов преломления жидкости и исследуемого образца (при
Д л < 0 ,2 5 ). Если Д «> 0 ,2 5 , то метод эталонной жидкости становится
неэффективным. В этом случае может использоваться метод «сто­
пы», но нанлучшне результаты дает метод «полуволновой пластины»,
толщина которой I (нлн X) такова, что 1= т Х /2п (т = .\, 2, . . . ) . Прн
этом условии величина l/j® максимальна, а |г |’ — минимальна. Для
снижения ошибок нз-за интерференции в тракте целесообразно вво­
дить небольшое качание частоты .генератора v в пределах Ду<С
РИС. 10.4. Схема измерения
коэффициента
отражения
жидкостей методом сравне­
ния:
— образец; 2 — эталонное зерало: 2 — зеркало; 4 — делитель
мощности; 5 — линзы; 6 — рупор;
f — индикатор;
S — поворотное
устройство
4 J
J
А/
Температурные измерения проводятся в кюветах нз пенокерамнкн, пенополистирола, пенофторопласта, через которые продувается
горячий воздух или пары азота из сосуда Дьюара. Окна кювета вы­
полняются из тонких пленок лавсана нли фторопласта (толщина
около 3 мкм). Температура в таких кюветах может поддерживаться
в интервале значений 100—450 К с точностью + 0,05° при размерах
образца 15X 15 мм^.
И зм ерения |г|® тверды х образц ов удобно проводить
по схеме рис. 10.5,а путем сравнения с эталоном . О б р а ­
зец и эталон разм ещ аю тся на «неотраж аю щ ей» (коэф ­
фициент отраж ен ия менее 10-2) подлож ке.
Р ассм отрим теперь реали зац и ю м етода закороченн о­
го слоя. В случае ж идкостей наилучш ие р езультаты д ает
схем а рис. 10.5,6, когда окно кю веты имеет ф орм у кл и ­
на. Б л аго д ар я этому о тр аж ен н ая от передней границы
кюветы волна излучается из лучевода и остается лиш ь
небольш ое отраж ен ие от границы окно— ж идкость. Этим
методом имеет смысл исследовать ж идкости, д л я кото­
ры х aiX = 0 ,0 0 5 — 10 д Б .
В схеме измерения ai методом эталонной ж идкости
(рис. 10.5,в) кю вета зап олн яется неполярной ж идкостью
(циклогексан, нонан и д р .).
Погрешность измерения С; образцов в этой схеме составляет
0Д1—0,03 дБ /см в зависимости от значения Ап, равного разности
264
б)
РИС. 10.5. Особенности реализации методов измерения:
а) измерения коэффициента отраж ения твердых м атериалов путем срав­
нения с эталоном ( / — обр азец , 2 — эталон; 3 — неотражаю щ ий ди эл ек ­
трик); б) реализация м етода закорочеииого слоя ( / — линза; 2 — дел и ­
тель мощности; 2 — рупор; 4 — клиновидное окно; 5 — слой и сследуем о­
го м атериала; 6 — зеркало); 7 — индикатор; в) измерения методом эта­
лонной жидкости ( / — лииза; 2 — кювета; 2 — эталонная жидкость; 4 —
образец; 5 — рупор)
<g;l/2«/, чтобы не нарушать резонансные условия в образце. Коэф­
фициент поглощении рассчитывается по формуле
1
х
=
^
—
г
Ami
X
2|Г.|М<Е
L»^ll - Г ® . 1® (1 -г ® „ „ „ )® + 4 I Г . 1®I / 1 » „ а к с - | 1 - Г ® . I® (1 -г® „™ ).
Погрешность определения значения и этим методом составляет ококо 5 %.
К а к отм ечалось, н аивы сш ая точность измерения ф (()
и фг с помощ ью схем, представленны х на рис. 10.1, 10.2,
обеспечивается в случае небольш ого качани я частоты ге­
н ератора*). П ри этом и нтерф ерограм м а /( Д ) (А — р аз* Оптимальной является девнацня ч а с т о т ы ' ( 2 л /) ® - * , когда
усредняются осцилляции фазы волны в образце.
18—3188
265
ность длин плеч) имеет вид, приведенный на рис. 10.6, н
изм еряется смещ ение м акси м ум а нулевого п орядка. Н анлучш ие результаты получены в равноплечем интерф еро­
метре Рож дественского (рис. 10.7). Н а волнах длиной
2 — 0,8 мм погреш ность изм ерения коэф ф ициента пре­
л ом лен и я образцов толщ иной 1— Ь— 10 мм составляет
0,05—0 ,2 % ,
погреш ности
изм ерения
фш,л — 4— 5°,
а фгп— ф «л^1°. В есьм а эф ф ективны м д л я и сследования
ж и дких диэлектриков явл яется балансны й интерф еро­
метрический метод, квазиоптический вари ан т которого
О становим ся теперь н а у стан овках д л я изм ерения
п арам етров анизотропны х м атери алов. Е сли дихроизм
о б р азц а не очень велик, то измерение величин Пц и х ц
производится на тех ж е установках при ориентации век­
то р а падаю щ ей волны вдоль осей элли п сои да Ф ренеля.
П ри сильном дихроизм е м атер и ал а возникает за д а ч а по­
д авл ен и я волны, ортогональной направлению , соответст­
вую щ ем у м акси м альн ом у поглощ ению . Д л я этого ис­
пользую тся поляроиды на частопериодических реш етках.
РИС. 10.8. Схема
интерферометра:
балансного
РИС. 10.9. Интерферограмма
балансного интерферометра
1 — делители мощности; 2 — зеркава; S — кювета с жидкостью; 4 —
иереиеины й аттенюатор
РИС. 10.6. Интерферограмма в
случае качания частоты генератора
РИС. 10.7. Схема равноплечего
интерферометра
Рождественского:
I — делитель мощности; 2 — подвиж ­
ные зеркала; S — неподвижные зер­
кала; 4 — уголковый отраж атель
описан В [190]. С хем а и нтерф ером етра приведена на
рис. 10.8. П ри некоторой толщ ине слоя ж идкости в кю ­
вете /= /о интерф ерометр б алан си рую т с помощ ью атте­
ню атора в опорном плече. З атем , изм ен яя .толщ ину слоя
ж идкости, находят две толщ ины: /[< /о и /г> /о, при ко­
торых сигнал на выходе и нтерф ером етра не и зм еняется
при достаточно больш ом ослаблении в изм ерительном
п лече (рис. 10.9). В этом случае ai и Pi н аход ят из со­
отношений:
e-a ,x ,^ 2 co sp , { п — \ ) х „
где
/о, и_1= / - 1— /о.
П огреш ности
изм ерения
А а /а < 2 %.
266
составляю т
А /г/«<1 % ,
К ак п оказано в [191], такие поляроиды могут обеспе­
чить подавление волны ортогональной поляризации на
уровне 40 д Б ( Ж 1,5 м м ). Д л я увеличения подавления
до 60— 70 д Б прим еняю тся поляроиды на дихроичных
кри сталл ах, наприм ер на кри сталле ТГС. Т огда при р а з ­
ности
затухан и й
волн
скрещ енны х поляризаций
( a i— а г ) /= 4 0 д Б погреш ность определения ai не превы ­
ш ает 5 ®/о.
П ри измерении недиагональной компоненты тензора
Ч >
о
ц по схеме рис. 10.4 основным источником погрешностей
явл яется интерф еренция в образце.
Е сли вы брать значения Л или / таким и, чтобы имело
место равенство ^ 1 = т я , то
H - '> ' = (2tg2& )/W (fx' + e').
П огреш ность измерения величины О составляет 2— 3°.
Р езон аторн ы е методы изм ерения п арам етров м атери ­
алов, ш ироко используемы е на СМ и ММ волнах на
С БМ волнах почти не прим еняю тся. И склю чение состав­
л яю т изм ерения е газов и тонких пленок. Основными
причинами м алой эф ф ективности резонаторны х методов
18*
267
на волнах короче 3 мм являю тся трудность устранени я
многомодового реж и м а работы резонаторов (особенно
волноводны х), возрастани е поглощ ения в м атери але,
трудности изготовления образц ов, уж есточение допусков
на разм еры резонаторов.
В общ ем случае нахож дение связи величины е с и з­
менением частоты 6v и добротности 6Q резон атора з а ­
труднительно, поэтому на практике использую тся лиш ь
образц ы , д л я которы х возм ож ен расчет методом возм у­
щений.
г
V-
н
=
- [ 1^
1 -
А
с
т
-
( 1 - Ч
) ] / [ 1 -
1^
1 - А
с т ( 1 -
’ 1) ] .
'
( 1 0 - 1 7 )
где /Сет — энергетический коэффициент связи резонатора с трактом;
Ч — потери за один пробег в резонаторе. Из i(10.17) следует, что
при V j — KcT = 1 — Ч отражение от резонатора отсутствует. Метод
согласованного резонатора позволяет измерять величину 4 (а сле­
довательно, и потерн во внесенном в. резонатор образце) по значе­
нию Гимн при предварительной калибровке величины Кст.
Возможности
применения
фурье-спектрометров
в С БМ диап азон е ограничены рядом ф акторов [175,
180], и они не позволяю т получать с их помощ ью д о с т а ­
точно точные данны е о значениях «*, е* и ц* мате]риалов
на волнах Л > 0 ,3 мм. В связи с этим ф урье-спектром етры
не н аходят применения в р ассм атриваем ы х д и ап азо н ах
длин волн д л я изм ерения п арам етров м атери алов.
/ — резонатор: 2 — передняя стенка резонатора
с системой связи; Я — передвиж ной поршень;
4 — направленный ответвитель
В заклю чение главы приведем в виде таб л и ц и г р а ­
ф иков данны е о п ар ам етр ах р я д а н аи более интересных
д л я техники этого д и ап азо н а м атери алов на волнах д л и ­
ной 2— 0,8 мм [193].
Слабопоглоощающие материалы. Д ан н ы е о свойствах
(п и и, г', г", t g 6 ) слабопоглощ аю щ их м атер и ал о в ч рез­
вычайно важ н ы д л я техники ММ и С БМ диапазонов, так
как из этих м атери ал ов вы полняю тся волноводы (см.
§ 3.4), изм ерительны е элементы . И звестно, что в ММ и
С БМ д и ап азо н ах величины г" и tg 6 , к а к правило, воз­
растаю т с укорочением длины волны, следовательно, по­
гонное поглощ ение а = 2 я и /Л возр астает ещ е быстрее
(при 7t= c o n s t возрастани е а пропорционально частоте
у = 1 Д ) . Ч то касается величин п или
то их зн а ­
чения д л я слабопоглощ аю щ их м атери алов в М М и С БМ
д и ап азо н ах практически не изменяю тся (дисперсия отсут­
ствует). П оэтом у мы приведем здесь значения п и т а н ­
генса угл а потерь t g 6 = 2 x / « слабопоглощ аю щ их м ате­
ри алов в С БМ диапазоне. Т ак, плавлены й к в ар ц имеет
коэф ф ициент прелом ления « = 1 ,9 5 1 и тангенс у гл а ди­
электрических потерь t g 6 = 6 , 3 - 10“ 4 (Я = 1 ,3 мм) . Х а р ак ­
теристики слабопоглощ аю щ их полимеров приведены
в таб л . 10.2.
Отметим, что зависим ость величины е ' ^ п ^ о т ' плотно­
сти м атери ал ов полиолеф инов (полиэтилен, полипропи­
лен) хорош о описы вается эмпирической форм улой е ' =
= 2 ,2 7 + 2 ,0 1 (rf— 0,92), где rf — плотность, г/см®.
Е , — напряженность
поля
в
месте
нахождения
£2
образца;
— dV — энергия поля в резонаторе до внесения
образ-
ца. Мнимая часть диэлектрической проницаемости
/1
н
10.4. Параметры некоторых материалов
6v/v=6y(l-B')E®,/2r„aKc.
1^макс =
м
РИС. 10.10. Схема «согласованного»
зонатора:
В случае газов всегда мала величина б е '= е '— 1. Тогда е ' на­
ходится из выражения 6 v / v = ( l —е ')/2 .
Если условие б е '-с 1 не выполняется, то необходимо, чтобы вы­
полнялось условие e'6 V /V < ^ l, т. е. малость объема бУ, занимаемо­
го образцом, по сравнению с объемом резонатора V. Тогда
где
Г
1 \
21Г^акс
где Qo и Q^— добротности резонатора без образца и с образцом.
Тонкие пленки целесообразно помещать перпендикулярно оси
резонатора, перекрывая последний в максимуме напряженносгн элек­
трического (измерение е) и магнитного (измерение ц) полей. Д о б ­
ротность резонатора. Q = 2 n l / X ( l — ч ) . где T i= T |i + ti2+ » l 6 — суммар­
ные потерн волны за одни пробег в резонаторе; Ць 42 н чв — поте­
рн в каждом ;из торцов резонатора н в (боковых его стенках (для
открытого резонатора — потерн на излучение) соответственно. Прн
малых потерях в образце изменение добротности [см. (10.16)] мало
н точность измерения е" резко падает. В этом случае целесообразно
измерять поглощение методом «согласованного» резонатора [192],
когда измеряется минимальный коэффициент отражения от резона­
тора (рнс. 10.10) Гмин, связанный с суммарными потерями в резо­
наторе соотношением
268
269
Т а б л и ц а 10.4. Х аракт ер и ст ики ст еклопласт иков
(v = 5 см -*, Ди/п = 0,5% , A tg 3 /tg 3 = 10»/,)
Т а б л и ц а 10.2. Х ар а кт ер и ст и ка по ли м ер ны х м ат ер и а ло в
Д rt/rt = 0,2% , Д tg 3/tg 3 = 7«/*)
Материал
п
tg Ь
V, см‘*
d, г/см»
Полиэтилен
Полипропилен
Политетраметилпеитеи-1
Фторопласт-4 (нетермооэработанный)
Фторопласт-4 (термообрабо-'
тайный)
Фторопласт-4МБ
Фторопласт-40
Полистирол
1,518
1,510
1,456
1,25— 1,44
6 .1 0 -*
6 -1 0 -*
7 -1 0 -*
2 ,5 .1 0 - *
15
15
10
16
0 ,9 4 2
0,830
0,830
1 ,3 —2.2*
1.400
7 -1 0 -*
16
1,420
1,520
1,593
1 ,2 - 1 0 - ’
Ы 0 -*
2 .9 .1 0 - ’
16
16
10
* Значение
сования.
2 ,0
Т а б л и ц а 10.3. Х аракт ерист ики керам ических м ат ериалов
(Ап/п — 0,2% , Д tg 3/tg 3 = 10%)
270
tg S
Связующая ВФТ на кварцевой ткани
Кремнеземная ткань КТ-П на смоле ДС-15П
Алюмоборосиликатная ткань Т -10-80 на смо­
ле ДС-15П
Кварцавая ткань на кремяикоргаиической
смоле К9ФА
1,680
1,830
2,049
9 ,1 0 - ’
1 .7 -1 1 -*
2 .8 -1 0 -*
1.749
3 ,8 - 1 0 - ’
Т а б л и ц а 10.5. Х а р а кт ер а ст ака высокоомных полупроводников
( Х = 2 мм, Д п /п = 0 ,5 % , Д tg 3 /tg 3 = 10%)
Д л я ф торопласта-4 при d = 0 ,4 —2,7 г/см" имеет место
соотнош ение [193] /г= 1-|-0,196 d.
П отери в полимерах зави сят от степени кри сталл и ч ­
ности м атер и ал а и наличия дипольны х примесей. П ри
Л > 0 ,5 мм, т. е. вдали от линий однофонного поглощ ения,
потери уменьш аю тся с ростом степени кристалличности
м атер и ал а. Этим объясняется наименьш ее значение t g 6
у нетерм ообработанного ф торопласта-4 (см. табл. 10.2),
имею ш его наибольш ую степень кристалличности. С опо­
лим еры ф торопласта-4 (ф торопласт-4М Б и особенно
ф торопласт-40) имеют дипольны е группы, чем и в ы зв а­
но увеличенное значение t g 6 в них.
В табл. 10.3 приведены данны е о наименее поглощ аюших керамических м атери ал ах, а в табл. 4 — о стекло­
пласти ках; слабопоглош аю щ им и я в л я ю тс я -и вы сокоом­
ные полупроводниковы е м атери ал ы (табл. 10.5).
Кварц
Нитрид бора
Поликор
22ХС
п
-
d для фторопласта4 изменялось в результате изменения давления прес­
Материал
Материал
п
tg S
V, см"»
1,916
1,728
3,099
3,072
2 -1 0 -’
М О -’
3 -1 0 -*
3 .1 0 -’
15
15
6 ,6
5 ,2
Материал
Кремний
Германий
Арсенид галлия
р, Ом.см
п
tg 5
400
40
10»
3.410
3,920
3,605
3 ,2 - 1 0 - ’
3 ,3 .1 0 - *
2 ,0 -1 0 -*
Строительные и бытовые материалы. В табл. 10.6
приведены характери сти ки основных строительны х м ате­
риалов.
Жидкости. С войства некоторы х дипольны х ж идкостей
приведены в табл. 10.7. И з таблицы видно, что эти ж и д ­
кости имею т весьм а больш ие потери. С другой стороны,
н еполярны е ж идкости имею т весьм а м алы е потери, что
и ллю стрирует таб л . 10.8.
Т аблица
10.6. Х а р а к т ер и ст и ки ст роат ельны х мат ериалов
(Х = 6.3 мм. ( Д г 7 + = 5«/„, Д з'7 г'' = 10%)
Материал
Кирпич:
красный
белый
Штукатурка:
меловая
цементная
Бетонная плита
г'
е"
4 ,2
3 .4
3 .1 0 -*
9 -1 0 -*
2 .9
5 .7
5 ,7
2 .1 0 -*
1 ,4 .1 0 -*
3 -1 0 -*
271
Т а б л и ц а 10.7. Д и э л е к т р и ч е с ш е свойст ва
дипольны х ж идкостей
Т а б л и ц а 10.9. Д и эл ек т р и чески е и магнит ны е свойст ва
ф еррит ов на во л н е 2 мм
X, мм
Жидкость
Марка
феррита
3.04
2,69
2.29
2.1 9
2,36
2.24
2.3 0
2,27
3.19
2,49
2 ,4 8
2 ,6 2
2,73
2,44
2 ,3 8
2 ,3 5
2,46
2,57
2.24
5.1
4 .9
4 .7
4 .7
4 .5
0,990
1.03
0,922
0,528
0,922
0.528
0,922
Ацетон
Метилэтилкетон
Диизобутилкетон
Дипропилкетон
Диамилкетон
1.03
0,852
1.03
Нитрометан
Нитропентан
Нитрооктан
Циклогенсанон
Йодистый метил
Йодистый пропил
Йодистый изопропил
Йодистый амил
Хлорбензол
Иодбензол
Хлороформ (7 = 25°С)
Вода
1,02
0.701
0,701
0.701
0,701
0,800
0,800
0,701
1.03
0,900
0,738
0,690
0,584
3,2 3
2,19
0 ,377
0 ,302
0 .7 5
0 ,5 5
0,288
0,238
5 ,2
0 ,8 5
0,4 8
1,06
0,6 2
0,365
0,47
0,178
0,220
0,115
0.237
5.1
4 ,7
4 ,0
3 ,9
3 ,5
Ф ерриты. Х арактеристики лучш их м атериалов д л я не­
взаим ны х устройств на диапазоне длин волн 2— 0,7 мм
м атери алов приведены в табл. 10.9, подробные д ан ны е —
в работе [194].
А низотропны е кристаллы прим еняю тся для п реобра­
зо ван и я поляризации и в качестве поляроидов. Х ар ак ­
теристики некоторы х анизотропны х криста'ллов приведе­
ны в табл. 10.10.
Т а б л и ц а 10.8. Х а р а к т ер и ст и к и н е п о л я р н ы х ж идкостей
(Л = 0,63 мм, Дя/« = 0,5% , A t g 8 /t g « = 10о/о)
Вещество
Октан
Нонан
Декан
Циклогексан
п
1,396
1,405
1,407
1,424
tg&
7 .4 -1 0 -*
9 .3 - 1 0 - “
8 ,1 - 1 0 - “
7 ,Ы 0 -“
а , д Б /см
0 ,4 6
0 ,5 7
0 ,5 0
0 .4 5
НЦ-11
зосчз
ш-
10СЧ6
9/4
1 и-1
1 И-а 1
1 2, 5
14
15
10,5
0.9
0,9
0.9
0,95
1,8.10-®
1,7-10-*
1 , 6 - 10 - ®
1 , 1 - 10 - ®
X
мм
1, 8- 10- ®
1 , 6 - 10 - ®
1 , 7 - 10 - ®
6,5-10-®
7
8
8
4
• I — толщина образца.
Т а б л и ц а 10.10. Х а р а кт ер и ст ики яекот орых анизотропЯых
к р и с т а л л о в (Дл,/л,=0,3<>/о; Дл2/л1=0,5»/о; Д>е,/>е1=3<у'о; Дх2/’'2=5"/о)
Г, -с
Материал
20
ТГС, х-срез
20
ТГС, (/-срез
НаЫЮЗеО^-гН^О
— 100
л.
Ла
XI
Ха
9,0
17, 0
2,74
2 ,6 6
2. 31
2.31
0,85
0,68
9,7-10-®
1 , 95- 10- ®
11,1
16, 7
270
2, 66
2.91
2.91
0,8
0,69
2,15-10-®
4,1.10-®
7,6
2,59
2,35
2.17
2 . 17
0,.59
0,53
2 0 . IQ-*
o is -io -®
и ,4
5.1
5.2
6,85
6, 70
5,9
4,1
2,3-10-=
5,6.10-'
12,2'
5,6
6,5
3.7
5,7-10-'
V,
см"'
13,0
Rb Hj PO^
— 120
КН2РО4
— 140
ПРИЛОЖЕНИЕ
Ь ,6
I
Определение частотных и спектральных характеристик
квазигармоиических сигналов
1. Определения частотных и спектральных характеристик сигна­
лов и их взаимосвязь рассмотрены в периодической литературе [122,
129— 135, 141]. С единых позиций кратко изложим эти вопросы для
рассматриваемых в гл. 6 применений. Определения частотных и
спектральных характеристик реальных сигналов базируются на ма­
тематической модели квазигармонического сигнала а (/) = £/о[1-Ь
+ а ( / ) ] cos [соо/+ф (/)], имеющего при малых стационарных ампли­
тудных a(t ) и фазовых ф (/) флуктуациях полный радиоспектр вида
5„(щ ) =0,5И ® „ [в(а>о + 2 ) — 0,5S^(co„ + 2 ) +
+ 0,5S„ (<о„ + 2) - I m
где
272
14
(и„ + 2)] ,
( 2 ) — спектральные rulOiiiocTii л:ощ1 ости амилп273
тудных и фазовых (ФФ) флуктуаций и их взаимодействия. Уровень
побочных шумовых составляющих спектра автогенератора в полосе
пропускания его контура
L (S) = 2S„ (со — со,)/(У*„ % 0 .55,1, (S ).
nov-uzarsm L { F ) = L { F } ^ - m g n { F = Q /2n) и
S ^ F )= S + F )-2 0 1 g f.
Начиная с некоторой частоты анализа вблизи от центральной
(несущей) частоты fo=coo/2^ полный радиочастотный спектр определяется только флуктуациями частоты. Здесь более эффективным
является анализ во временной области, где показателем н е с т а ^ л ^
ности частоты является « з \ ( Ы , Т, т ) > - с р е д н я я дисперсия ОЧФ
по N выборкам при заданных параметрах измерительной последо­
вательности: интервале времени единичного измерения т и интервале
времени между началами (концами, серединами) соседних измерений
Т П2Ч 1411 Для уменьшения зависимости этого показателя от N
предпочтительным является задание не Т, а 6=Г (Л (— 1) — интерва­
ла времени наблюдения между началами (концами, серединами)
первого и последнего из N измерений. Тогда средняя дисперсия
ОЧФ по N выборкам
х ) ) =
(
^
У
)'
]
7 + т/2
где
!/;=■
среднеинтегральное значение выборки
(0„Х
00
(
(F) I
(F .
о
где
х) I*
X)
J S y ( F) \ H y [ F , z ) \ ^ F ,
I* d f =
о
\ H y ( F , х)|*— квадраты модулей передаточных
и
функций измерительных фильтров. При измерениях с помощью ЭСЧ
имеем передаточные функции соответствующих цифровых фильтров
(о* (iV, 9, X
iV
“ _
_^sin*(nFx)
(nFx) *
X
sin* [пГрхЛ// ( N — 1)]
ношениями;
5 ,( D = S ,p ( r ) + 2 0 1 g r .
9.
00
о* (X) =
5,^(F). выражаемые
в децибелах на герц, определяются на практике путем приведения
к полосе анализа 1 Гц эффективного значения шума, измеренного
в полосе Я (Гц) при подавлении несущей на выходе смесителя (фа­
зового детектора). Спектральные плотности мощности частотных
(ЧФ) т (Г ц 7 Г ц )= ф /2 я (ф=с(ф/с(/) и относительных частотных
(ОЧФ) с/(дБ/Гц)=ф/(Оо флуктуаций являются характеристиками
нестабильности частоты в частотной области и связаны с 5 ,^,(г) соот­
< о * ^ ( У ,
В общем случав дисперсия результатов измерений ФФ или ОЧФ
во временной области о^ к ) связана со спектральной плотностью
мощности ФФ или ОЧФ соотношением
X
Л** sin* [пГрх/(Л/—
1)]
-1 )1
фильтра о*(х)пф, представляющие собой квадраты эффективных зна­
чений напряжений на выходе подключенных к фазовому или частот­
ному детектору аналоговых фильтров, например типа Баттерворта.
Амплитудно-частотная характеристика таких фильтров обычно вы­
бирается исходя из аппроксимации передаточной функции цифрового
фильтра дисперсии Аллена. С помощью цифровой фильтрации осу­
ществляется спектральный анализ ФФ и ЧФ в диапазоне весьма
малых частот ( f < l Гц), при которых применение аналоговых ме­
тодов затруднительно. Для этого используют дисперсию Адамара
или разности фаз высокого порядка, передаточные характеристики
цифровых фильтров которых имеют достаточно узкую полосу пропускания и малый .уровень боковых лепестков. Дисперсия Адамара
определяется как дисперсия результатов измерений, представляющих
собой сумму разностей последовательных пар измерений
k ,
к
:(Y. 7--Х, Х)) = / ^
7-Т/2
® (П , < . . . > — символ усреднения по бесконечному числу групп из
А выборок. При N = 2 имеем среднюю
з“ !
боркам, а при У = 2 и е = т — дисперсию Аллена [129, 141], зави
сищую от одной переменной т:
/
где p = 9 /x .
С помощью аналоговой фильтрации ФФ и ОЧФ могут быть оп­
ределены дисперсии фильтра верхних частот о’ (х)фцц и полосового
\
2 /— 2
(Бп
^
и
--J 2
1=1 \
2 /] ) ,
i =l
J I
fan-i)-
п=1
х)=(о*^,(2.
° ^ ( х ) = ( 7 ^
(2,
9.
х)) =
X. х ) ) =
0 ,5 о |^(9 .
0.5а*д^(х,
х>.
х),
где Д у -п р и р а щ ен и е ОЧФ, определяемое по формуле
==у(^_1_ е ) _ й ( П . Зависимость квадратного корня из дисперсии Алле
на от времени измерения, представленная в логарифмическом ма
штабе является характеристикой нестабильности частоты во временT if о б ™
Изм^рени^е дисперсии Аллена «^жет^п^роизводиться
с помощью пары электронно-счетных
'"'“ /'о 'пп'+пгк'
конца счета одного из которых подается на запуск счета другого.
274
Эта дисперсия определяет спектральную плотность мощноста ФФ на
частоте f o = l / 2 T в полосе 2Fo/N, котораи при выборе Г—
составляет
(а*г(Л/.7’— X , X ) )
„
х /2 , х))
(^о) = I
(F„) 1* 2Fo/Y = ° *
AF\
Для математического описания нестабильности частоты оснотопо.пагяющей является модель спектральной плотности мощности ФФ,
ЧФ и ОЧФ в виде степенного ряда
275
0
2
2
a=—2
a = —2
t / ' •^ v ( / ^ ) = S
7 = —4
S hy.
где a = Y + 2 ; p „ = / - , : А » = £ a / f % = k / f “ o !
•S,
(£) =
S» (^)
=
= S ^ ,( £ ) = 0 при F > £ b> где f a — максимальная частота анализа.
Для степенной модели спектральной плотности мощности ОЧФ
средняя выборочная дисперсия может быть представлена в виде
1
{=^у(М, 9. х ) ) =
к / .
2
р .= - 2
где
00
+
М,
=
р. x)|®d(Fx);
О
2
—
‘Ч - +
при 1 < а < 2,
S _ = 1,1865 К л .
при — 3 < а < 1.
В работе (141] приведены выражения <а®„(Л1, Г, т ) > дли це­
лых а, характерных для белых, фликкерных и типа случайного блуж ­
дания ФФ и ЧФ. По экспериментально определенным зависимостям
•5ф(£). S ^ F ) , а„(т) производится идентификация частотных и фа­
зовых щумов в генераторах. Д л я определенного типа ФФ и ЧФ,
т. е. при известном ц, осуществляется пересчет (переход) от пока­
зателя нестабильности частоты с одними параметрами измерительной
последовательности к показателю с другими ее параметрами с по­
мощью отношений дисперсий:
1
+
- ^
[ 2
1 р Р
+
2
_
1 р +
1
1
^
+
2
- |
р
А (р. F)
{Жу(Ы,Ь,т))_
-
Л’—1
М— п
1-f
/V —
Н-+2
лр
лр
|х+ 2
X
2 Л
г=!
п— 1
2“
г=!
.п (2л—1).
п— 1
Определив а и все составляющие этого выражения, найдем оценку
дисперсии случайной составляющей ряда измерений. Для некоторых
законов изменения систематической погрешности расчетные формулы
представлены в [131, 133]. Такую обработку данных необходимо
производить при а > 0 ,1 .
N— 1
N-
1
лр
S - = 1,UI2S/Vn.
в (131, 132] имеются графики М(5мо/1о) для гауссовского, равно­
мерного и треугольного законов распределения в зависимости от п.
Исключить систематическое отклонение измеряемого параметра, на­
пример, при его линейном изменении, можно, цредставив результат
каждого измерения в виде t j i = X i ± a ( i — 1), где х,- — случайная со­
ставляющая ряда измерений; a (t— 1 ) — систематическая составляю­
щая ряда измерений; a = 2 M f { n — \ ) — величина, характеризующая
скорость изменения систематической погрешности. Оценка дисперсии
случайной составляющей может быть представлена в виде
5®=
2(1-21“)
,
'X
- 1 Г + 2 ]
'^(9, X)
влн.,.г)
2.
На практике определение частотных и спектральных характе­
ристик и их погрешностей является результатом 'нахождения стати­
стических оценок математического ожидания (МО) М, среднего
квадратического отклонения (СКО) S, размаха R, а также среднего
квадратического отклонения МО, СКО и R. Определенные трудно­
сти здесь связаны с тем, что в ряде случаев закон рЛпределения
погрешностей отличается от гауссовского и имеются изменяющиеся
систематические погрешности. Возникающая при малом числе изме­
рений смещенность оценок зависит от закона распределения погреш­
ностей. Используя моделирование, можно найти смещенность оценок
и коэффициенты т, устраняющие эту смещенность для встречающих­
ся яа практике равномерного и треугольного законов распределения
погрешностей. В [131, 132] приведены таблицы и графики, которые
для различных законов распределения погрешностей позволяют опре­
делить несмещенные оценки 5=5см Ш , М (/?/а) =М (/?/а)см Ш . Не­
смещенные и состоятельные оценки ОКО МО для равномерного и
треугольного законов распределения погрешности, например, соот­
ветственно равны;
л=!
1 + - ^ [ 2 1р Г ' - 1
р+ 1
Г ^ - 1 р- 1 Г Л
ПРИЛОЖЕНИЕ
При — 2 < |х < 1 отношение дисперсий К В з(Л 1, р, р ,)< 1 /3 . Отсю­
да следует, что наибольшее значение оценки нестабильности частоты
получается по ряду двух выборок, разделенных временем наблюде­
ния, что существенно упрощает процессы измерения и перехода во
временной области. Если известна средняя дисперсия по двум вы­
боркам .при 01 и Ti и определено ц , то
Ч + ( 9 2 . X, ) =
276
f)
Вг (Pu I-*-)
+
( 0 „
X ,).
II
Частоты ЛОН СБМ диапазона [23, 24]
Данные о частотах ЛОН представлены следующим образом:
для рабочего вещества лазера в каждом нз четырех столбцов вна­
чале указана линия СОг-лазера (накачка), а затем — частоты излу­
чения в мегагерцах; знак минус означает, что переход накачки
принадлежит полосе 00“1—02“0; самые сильные линии отмечены
звездочкой.
277
б л ж ен и е прилож . I I
П р о д о лж еHue прилож . Н
CD,I
нсоон
991775,8
- R (»).
713i27,6
- R (8),
- R ( I 6 ) . 670857,2
- R (18). 761610*
- R ( I 8 ) , 739160,3*
—R (20), 692951*
622895*
672331,8
716157,4*
402920,5
584388*
584372,9»
- R (20).
- R (20),
- R (22).
- R (24),
-R (2 8 )
- R (28).
-R
-R
-R
-R
-R
-R
(28),
(30).
(32).
(36).
(38).
(40),
561724
447764,9*
380958,8
379561,2
653821,5*
403721,3*
—P(16),
- P (16),
-P (IS ).
- P (28).
- P (38).
68.5316,6
581929,7
561747,5
247075,8
516170,7
;
- R (32),
-R (2 8 ),
- R (28),
- R (28).
- R (22).
- R (20).
674621,3*
410492,7
326354,4*
314287,4
611333,6
433778,2
-R (1 2 ).
- R (10).
-P (IO ).
-P (2 2 ),
—P (28).
R(22),
650327,5*
193476.3
615304,6
408290,6
692195,5
500029.2*
Рч(34),
P (k ),
P (36),'
P (38),
P (46),
R (8).
R(22).
R (8).
P(IO).
P (12).
P(22).
P(22).
298197,8
538347.3
526434,4
572772,1
453830,6
447375,1
CD3CI
H COOD
- R (22). 693788,4
-Р(12), 368405.3
- Р ( 1 8 ) . 514617.8
- Р (30), 194449.4
R(IO), 475735,6
R(I2). 757601.9
323677»
258068,8
173207
434383*
810320,5
325884,2*
R (Н ),
Р(20),
R (24).
R (26).
R (28),
R (32).
P(6),
P(I2),
303952,8
430339,4
765384.6
259040.7
607905.7
411831,6
696482,3
664757,9
P(14). 528635,2
P (16), 649941*
P (24). 697695,1
R (30), 463108,3
R (36), 429837,6
P (22), 912729,7
P (14), 642578,4
P(14), 624692,6
R (34), 398263,8
R (32),
R (36),
R (38),
R (38),
R (40),
R (42),
-R (3 4 ),
-P (6 ).
- P (6),
782166,7
429160,6
407808.9
-P (IO ), 676328,5*
- P (1Й), 241869,6
- P ( 1 4 ) , 150592,2
—P(24), 1020924.7*
—P (34), 339286
—P(36), 624164,3
—P(36), 577297.5
R (20), 645052,4
R (20), 66S502*
CH3I
P (18).
670463,3*
P(32),
239118,9
P{32),
239102,8
DCOOH
СН3ВГ
R (12), 286176,6
R (14). 691985,3
R (24), 242165,4
R (28), 308489,9
R (34), 420404*
P (8 ),
469064,7
D COOD
- R (8),
-P (1 2 ) ,
- P (12).
-P (I2 ).
-P (1 6 ),
-P (3 8 ),
R (IO ).
893013,3
280119,5
355525,8
300238,3*
320330,4*
233911,6
758682,5
R (12),
R (12),
R (18),
R (20),
R (24),
R{26),
R (26).
768882
787755,5*
296997,9*
379762,8*
985883,7*
527923*
506735,1*
P (8),
P (8),
P (10),
P(10),
P (20),
P (20),
P(2S),
609469,8
589225*
412414,5
333551,5
534109,6*
323058,7
341625,1*
P (26),
P (26),
P (3 0 ),
P (34).
P (34),
P (34),
320385,1
384411,2
655511,9
583177*
569421,9*
558334,6*
R (16),
R (24),
P(14).
P (2 0 ),
R (14),
P(24),
P(22),
P(10),
432513,8
423902,1
413998*
404515,5
384283,8
382257,6
362530,4
351275,2
R (26),
P (18),
R.(16),
R (18),
—P (2 8 ),
P(IO),
R (2),
P (16),
P (18), 283655,4
P(22), 474318
P (24), 564540,7
СОзВг
-R (1 6 ).
-R (26).
-R (3 0 ),
-R (1 6 ).
471850,5*
461627,2*
440520,5*
333053.2
320900,3
311153,5*
304092,7
303038.5
- P ( 4 0 ) , 511785,8
P (38). 549793*
P (10), 302343.6
P_l{28), 152515.5
p'(28). 360645,1*
R (32), 549552.8*
678764.4
642445,1
538417,8*
—P (I4 ),
-P (1 8 ),
-P (2 6 ),
-P (3 2 ), 541255.2
R (10), 535505.1»
R (18), 352148,4
817708.3*
694388.4
433210,6
R (I8), 318424,6
CH3CN
С2Н3ВГ
P (28), 683635,5
P(26), 620737,8
P (16). 611717,8
R (40), 567255,3
P(40), 541438,5
P (32), 504082,8
R (30), 484751,1
R (18), 480362.9
R (14), 400060,3
R (I4 ), 4 00048,7
R (14), 419051.7*
R (20), 453621,5
•
302628
R (4),
R (12), 240293,5
P (24), 216631,5
R(20). 215049,5
P (25). 185642,9
P (20), 157794,7
R (32), 320236,7
661211,8
-P (1 6 ).
350804,8
P (20),
834134.8*
P (18),
593410,9
CD3CN
_ R (4 ),
555774,2
- P (8),
658778,6*
- P (30). 580708,2*
CD3O
P (8 ).
P{24),
1076842,8* —P(32), 408573,6
924078.4
—R (30), 398299,1
R (32), 406711,7*
C jH ,C l
C lO j
R (30), 708137,1
P(22).
P(22),
— P (10).
P (l'l),
278
590525.5»
590518,4*
566077,3
527851.3
—P (1 8 ),
-P (2 0 ),
—P (20),
R (20),
R (20).
507804,8
472507,5*
461586,2
449731
438450,7
—P (22),
—P (1 8 ),
-P (2 4 ),
P (21),
R (28).
431230,7
425282,7
367788
303351
303220.3
R (38), 292001,8
R (28). 291993,6
- P (24).
P(iG ),
288302,1
517036,5
-R (I4 ),
—R (14),
-K (1 4 ),
327742
327736,8
327729,7
- R (36), 587991,1*
R (24), 651884.5*
- R (14). 327720,8
P (16),
P (20),
264340.9
164051.9
P (1 6 ), 315575,7*
P(14), 228718.6
279
П родолж ение при лож . II
CjHsCN
Р (14), 545388,2
R (20), 523479.7
R (16), 522262,2»
R (!2 ), 332662,6
P(12),
P (2 0 ),
PC16).
P (2 8 ),
R (44),
P (1 6 ).
513455,5
511258,1»
412046,3
338749,7
389820,1
367305,1
P(28),
P (32),
P(26),
303941,5
295068,8
265831,9
О кончание прилож . I I
-R (3 8 ). 333330.9
R (14). 487203,6
R (40), 783226,7
P (2 6 ), 508885,1
P (24). 452302
P(30), 355784,7
P (2 2 ), 337276.7*
P(22), 337191.9
P (22), 326313,8
P (22), 326518,7
P (3 0 ), 314095,3
P (14), 294416,9
P (1 4 ), 144814.1»
P (12), 798288,6
P (14), 736059,6
C H 3 O H
—P (I6 ), 525427.5»
—P (3 4 ), 4251668,7
—R (1 0 ), 3105936,8
—P (16), 812195,4
- P ( 2 4 ) , 497591.6
—P(36), 2522781,6
+ P (38), 1838839,3
—P (36), 764642,6
—P (2 4 ), 488034.5
—P(36), 1757526,3
—R (10), 1283999,5
P (38). 639184,6
—P (3 4 ),
R (34),
R (38).
428627,8
1195433,9
1193727,3
- P ( 1 6 ) , 2841142,9
- P (24), 2742946,0
- R (20), 2546495.0*
- P (8), 2447974,6
- P ( 2 2 ) , 2447968,5*
- R (22), 2237296,4
- P (24), 2216263,5»
- P (10), 1891274,3»
- P (20), 1885959,3
— R (20), 1799139,3*
- R (22). 1798847,0
- R (32), 1626802,6*
—P (22),
(22),
(12),
(6),
(34),
-P (1 8 ).
- R (42),
- R (32),
- R (6).
- P (6),
- P (24),
- P (38).
- R (22).
-R
-R
-R
-R
1562655,9
1546083,4
1541764,7
1480712.9
1397118,6»
1316860.5
1302845,8
1272171,4»
1267131,0»
1267081,5»
1170941,0
1145430,1
1110319.9
-P (I O ), 1100803,7
- R (34), 1042150.4»
1035552,7;
- P (4),
- P (20). 1020044.0
- R (36), 1005303,3
-R (14), 918417,0
_ P (8 ),
844185,9
- R (36). 784805,0
- P ( I O ) , 783486.0
759543,3
-P (6 ).
- R (12), 716743,3
- R (6). 689255,1
645530,9
-P (6 ),
C H , D O H
C H 3 O D
—P(30), 2058141,8
—P(30), 2907083,5
-R (1 4 ),
1391972,1
-R (8 ),
1016897,2
—R (8 ),
980591,6
CH3CH2F
—R(3'l),
739307,5
—R (2 t).
595884
- R (4),
577351
+ P (35),
50512!
C H 3 C H C I
P(22), 776847,1
P(38), 498979,1
P (24), 1847877,4
-P (2 0 ), 963731.4
- P ( I 2 ) , 567925,4
P(I8).
P(20),
R (8 ) ,
-P(12),
678033,1
4725U7.8
P(22),
1231625,6
903889,4
593926
R (20),
P (24).
1132140,6
887957,4
—P (20),
551029
P (16),
527853,9
R (12),
P (16).
995077,8
650207,7
—p (16),
- P (12).
—P (32),
-P (3 2 ),
P (-4 ),
R (32).
R (32),
P (38).
R (32).
P(28),
R (34),
R (34),
- R (8),
- P (32),
2938465.0
2754998.0
2751873.0
-2530467,0
24 092 93,0
2217833.0
2217850.0
2006805.0
20.13788.0
1991028.3
1982050.6
1882906.3
1819720.3
1791384,8
C H 3 F
-P (2 0 ),
-P (2 0 ),
69)4297,1
683400
—P (20).
— P (20),
604293
663370
—P(20),
553995
C F 3 H C I
- R (10), 401301.7
- R ( I 4 ) , 831356,9
- R ( 1 6 ) , 355995,2
— R (161, 89:1656,9
- R (31). 533011,8
280
—R (40), 485371,3
R (34), 691662,4
C H ,F ,
- R (12). 3137510,6
R (22), 646628,1
R (30), 618417,5
P(22), 615883,3
P (I4 ), 540782,9»
- R (40) 506029,4
R (24), 507151,1
P(18), 450216.4
-R (4 0 ), 693572,9
R (16), 562317,4
P (14), 439465.6
- R ( 1 8 ) , 777294,8
—R (18), 774725,1
—R (22), 804012.9
—R (24). 1005850,0
—R (32), 889343,5
- R ( 2 4 ) , 979544,5
—R (26), 700766,2
—R (28), 911332,7
—R ( 10), 02268 '.,6
—R (32), 615408.5
-R
-R
-R
-R
-R
(30), 818494,0
(30), 722280,5
(34), 560957,0
(34). 5301 01.3
(38), 723522,4
19—3188
1789365.9
1734446.4
- P ( I O ) . 1632666,9»
P ‘(26), 1591161,2
- P (36), 1533499.9
- P (18).
-P(12),
p
14511463,1
- R ( 2 4 ) . 1308315.4
P (36). 1337012.5
P(4C), 1324771.9
P (34). 1208246,0*
P (34), 1200512.7
- P (32). 1123932.7
- R (24), 1101159,4
- P ( I O ) , 1014881,0
R (34), 1014047,7»
- P ( 1 4 ) , 973224.3
- R (34), 972118,7
—P C2). 92072’.,8
—P (
.'9; .580,3
R (32), 880818,6
P (-4)), 8 1139Э.6
—P (40), 773539.6
710154.3
- R (8).
- P (.32), 664028.4
- P (26). 840259.5
P (46). 588553,4
- P (40). 573110,8.
-R
-R
-R
-R
-R
-R
595941.0
(6),
(28). 586167,'»
(42). 554159.0
(28), 528239,2
(46). 509827,2
(44). 466530,5
- P ( I O ) , 455139,1
413552,3
- P (4).
-R (44), 207025,3
Список литературы
1. Валитов Р. А., Сретенский В. Н. Радиотехнические измере­
ния.— М.: Сов. радио, 1970. — 712 с.
2. Радиоизмерительиые приборы: Каталог-проспект.—М.: ЦООНТИ
« э к о е » , 1981. — 81 с.
3. Техника субмиллиметровых воли/ Р. А. Валитов, С. Ф. Дюбко,
В. В. Камышаи и др.; П од ред. Р. А. Валитова, — М.: Сов. ра­
дио, 1969. — 480 с,
4. Техника спектроскопии в дальней инфракрасной, субмиллиметровой и миллиметровой области спектра: Пер. с англ./
Д ж . Г. Бейкер, Д ж . М. Ван Пиланд, Д ж . Кроунд и др.; П од
ред. Т. Ml Лифшица, — М.; Мир, 1970, — 389 с.
5. Девятков Н. Д . Развитие советской электровакуумной СВЧ
электроники. — Электронная техника. Сер. 1. Электроника СВЧ,
1977, вып. И , с. 3—20.
6. Широкодиапазонные генераторы субмиллиметрового диапазона
воли/ М. Б. Голант, 3 . Т. Алексеенко, 3 . С. Короткова и др. —
ПТЭ *, 1969, № 3, с. 231—238.
7. Шестопалов В. П., Балаклицкий И. М., Третьяков О. А. Эффект
дифракционного излучения и его применение в электронике. —
Электронная техника. Сер. 1. Электроника СВЧ, Г972, вып. 12,
с. 5 0 - 6 5 .
8. Усиков А, Я. Исследоваиия и разработки в области электрони­
ки СВЧ, выполненные в институте радиофизики и электроники
АН УССР. — Электронная техника. Сер. 1. Электроника СВЧ,
1972, вып. 12, с. 32—49.
9. Кучин Л . Ф.„ Макаренко Б. И., Осипов В. К. Генераторы мил­
лиметровых и субмиллиметровых воли. — М.: Знание, 1973.—
64 с.
10. Кукарин С. В. Электронные СВЧ приборы. Характеристики, при­
менение, тенденции развития. — М.: Радио и связь, 1981.—
272 с.
11. Бабкин! Ю. С., Валитов Р. А., Дюбко С. Ф. и др. Аппаратура
для исследоваиия распростраиеиия радиоволи субмиллиметро­
вого диапазона. — ПТЭ, 1968, № 1, с. 229—230.
12. Макаренко Б. И., Москиенко М. В. Широкодиапазоииый гене­
ратор для спектроскопии в субмиллиметровом диапазоне.—
ПТЭ. 1970, № 5, с. 251.
13. Гапонов А. В., Петелин М. И., Юлпатов В. К. Иидуцироваииое
излучение возбужденных классических осцилляторов и его
использование в высокочастотной электронике. — Изв. вузов
СССР. Сер. Радиофизика, 1967, №№ 9— 10, с. 1414— 1417.
14. Тагер А. С., Вальд — Перлов В. М. Лавииио-пролетиые диоды
и их применение в технике СВЧ. — М.: Сов. радио, 1968.—
480 с.
15. Величковский И. А. Состояние и теидеиции развития зарубеж ­
ных полупроводниковых СВЧ приборов. В 2-х ч. — Обзоры по
электронной технике. Сер. Электроника СВЧ/ПНИИ Электрони­
к а .— М.: 1978, вып. 17, ч. 1, 64 с.
16. Прохоров Э. Д ., Полянский Н. Е., Золотарев Е. С., Дрогаченко А. А. Экспериментальные исследоваиия частотных возмож ­
ностей диодов Гаииа иа основе арсеиида галлия. — Вестиик
ХГУ *, Сер. Радиофизика и электроника, 1979, вып. 8, № 180,
с. 84.
17. Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ: Пер. с англ./
М. Д ж . Хауэс, Д . В. Моргай, Л. Ф. Истмэи и д р ./ Под ред.
М. Д ж . Хауэса, Д . В. Моргана: Пер. под ред. В. С. Эткииа.—
М.: Мир, 1 9 7 9 .- 4 4 4 с.
18. Дюбко С. Ф., Топков А. Н. Улучшение моиохроматичиости излу­
чения квантового генератора на HCN- — Квантовая электрони­
ка, 1973, № К с. 103— 105.
19. Corcoran V. J., Gallagher J. J., Cupp R. E. Laser frequency
measurement and stabilization. — Optical Spectra, 1970, № 1,
p. 46—51.
20. Завьялов В. В., Богомолов Г. Д . Биения частот между ортого­
нальными поляризациями в лазерах иа парах воды. — Письма
В ЖЭТФ, 1974, т. 20, вып.6, с. 393—395.
21. Басов Н. Г., Летохов В. С. Оптическая накачка газов. = М.:
ФИАН, 1969.— (Препринт 80).
22. Chang Т. Y. and Bridges Т. J. Laser action at 496 and 541 um
in optically pumped C H 3 F. — Opt. Commun., 1970, v. 1, p. 423—
426.
J
23. Дюбко С. Ф., Фесеико Л . Д . Таблицы линий генерации лазеров
дальнего инфракрасного диапазона с оптической накачкой.—
Харьков: ИРЭ АН УССР, 1979. — (Препринт 137, 138).
24. Knight D. J. Е. Ordered list of far infrared laser lines (continious, X > 1 2 u m ). — NPL Report Qu 45 (1st revision). — Teddington, Middlesekx T W ll-O L W U K .— 1981.
25. Дюбко С. Ф., Свич В. А., Полевой Б. И., Валитов Р. А. Кван­
товый генератор субмиллиметрового диапазона. — ПТЭ, 1970,
№ 1, с. 187— 188.
26. Chang Т. Y. Optical pumping in g a s e s . — Topics in appl. phys.
Springer — Verlag, Berlin, 1977, v. 16, p. 215.
27. Летохов В. С., Чеботаев В. П. Принципы нелинейной лазерной
спектроскопии. — М.: Наука, 1975. — 280 с.
28. Бугаев В. А., Попов В. А., Шлитерис Э. П. Нестабильность
частоты СБМ лазера широкого назначения с оптической накач­
кой.— Радиотехника и электроника, 1982, т. 27, № 5, с. 1045—
1048.
29. Yamanaka М., Tzuda Н. and Mitani S. Mode properties in opti­
cally pumped far infrared rectangular w aveguide lasers. — Opt.
Comm., 1975, v. 15, p. 426—428.
30. Danielewiz E. J., Plant T. K. and De Temple T. A. Hybrid output
coupler for optically pumped far infrared lasers. — Opt. Comm.,
1975, V. 13, p. 336—369.
',31. Бородина С. В. Проблемы и перспективы освоения субмилли­
метрового диапазона воли. — Радиоэлектроника за рубежом,
1979, № 1. — с. 3—50.
32. Макаренко Б. И., Москиенко М. В., Шмидт В. В., Дюбко С. Ф.
Стабилизация частоты широкодиапазоииых ЛОВ субмиллимет­
рового диапазона. — ПТЭ, 1976, № 5, с. 131— 132.
ХГУ
ПТЭ — приборы и техника эксперимента.
282
19*
*
— Харьковский государственный университет.
283
33. Крупнов А. Ф., Герштейв Л. И. Фазовая автоподстройка ЛОВ
миллиметрового и-субмиллиметрового диапазона. — ПТЭ, 1970,
№ 6, с. 143— 144.
34. Белов С. П., Карякян Е. Н., Крупнов А. Ф., Герштейя Л. И.
Стабилизация частоты субмиллиметровых ЛОВ по спектраль­
ным линиям газов. — ПТЭ, 1973, № 3, с. 142.
35. Стабялязацяи частоты излучения HCN-лазера/ Дюбко С. Ф.,
Галкин Б. С., Макаренко Б. И., Топков А. Н ,- Д о к л а д ы рес'
публикаискОго семинара по квантовым приборам. Харьков, ИРЭ
АН УССР, апрель 1973, п. 121— 122.
36. Б. И. Макареяко, Л. Л. Балашов, Ю. В. Овсянников,
В. В. Шмидт. Твердотельный трехчастотиый возбудитель ММ
диапазона с кварцевой стабилизацией частоты.— Радиотехника,
ХГУ, 1976, вып. 39, с. 62— 64.
37. Крупиов А. Ф., Герштейн Л. И. Стабилизация частот генерато­
ров по кварцевому опорному спектру. — ПТЭ, 1970, № 1, с. 159.
38. Napier R. S., Foster С. Е. 18—40 GHz broadband frequency syn­
thesizer technique. — Microwaves J„ 1977, v. 20, № 4, p. 40—47.
39. Hughes airocraft company instruments catalogue of electronic
measuring equipment, 1980.
40. Полупроводниковые диоды. Параметры, методы измерений./
И. И. Абкевич, Ю. С. Акимов, В. 'Д. Аронов й др.; П о д 'р ед .
Н. Н. Горюнова и Ю. Р. Н осова.— М.: Сов. радио, 1968.—
304 с.
41. Дюбко С. Ф., Ефименко- М. П..Детектирующие свойства точеч­
ного контакта металл — InSb иа волне 337 мкм при 7’=
= 3 0 0 К. — Письма в ЖЭТФ, 1971, т. 13, вып. 5, с. 531—533.
42. А. с. 373837 (С СС Р). Детектор субмиллиметрового диапазона/
Авт. изобр.; С. Ф. Дюбко, М. ,Н. Ефименко, Б. И. Макарен­
к о,— Опубл. в Б. И., 1973, № 14.
43. Аверин С. В., Попов В. А. Смеситель иа диоде с барьером
Шоттки для коротковолновой части миллиметрового и субмил­
лиметрового диапазонов длин волн. — Радиотехника и элек­
троника. 1977, т. 22, № 8, с. 1722— 1724.
44. Гаррнсои Р., Цукер Д ж . СВЧ детектор с горячими носителя­
м и ,— ТИИЭР, 1966, т. 56, № 4, с. 157— 164.
45. Сатюков А. П., Светличный В. М. Вольтамперные характери­
стики термоэлектрических индикаторов СВЧ излучения. — Изв.
вузов СССР. Сер. Радиоэлектроника, 1971, т. 14, № 1, с. 94—98.
46. Светличный В. М., Петров В. А., Плаксий В.
Т. и др.Полупро­
водниковые индикаторы высокочастотных импульсов. — Изв. ву­
зов СССР. Сер, Радиоэлектроника, 1969, т. 12, № 11, с. 1259—
1267.
47. Сатюков А. П., Светлячный В. М., Плаксий В. Т. Влияние сме­
щения на чувствительность германиевых индикаторов СВЧ излу­
чения с горячими носителями з а р я д а ,- И з в . вузов СССР. Сер
Радиоэлектроника, 1973, т. 16. № 10, с. 35—40.
48. Марков М. Н. Приемники инфракрасного излучения. — М.; Н ау­
ка, 1968. — 168 с.
49. А. с. 272610 (СССР). Пленочный датчик измерителя мощности/
Авт. изобр. Е. А. Баймуратов. — Опубл. в Б. И., 1970, № 19.
50. А. с. 336617 (СССР). Термопарный индикатор СБЧ излучения/
Авт. изобр.: Б. Т. Плаксий, Б. М. Светличный. — Опубл
в Б. П., 1972, № 14.
^ '
284
I
I
,7
й
1
I
f
’*
51. Патли Е. Пироэлектрические детекторы. — Зарубежная радио­
электроника, 1972, № 10, с. 68—79.
52. Выставкин А. П., Годик Э. Э., Губанков В. Н. н др. Высоко­
чувствительные
приемники электромагнитных излучений. —
В кн.: Проблемы современной радиотехники и электроники/ Под
ред. В. А. Котельникова. — М.: Наука, 1980, 437 с.
53. Афяиогеиов В. М., Трифонов В. И. Малоинерционный детектор
миллиметрового излучения на основе n-InSb. — ПТЭ, 1971, № б,
с. 114— 116.
54. Геикии В. П., Пискарев
В. П., Трифонов Б.
А. О детекторе н
основе InSb ц-типа при температуре 77 К. — Изв. вузов СССР.
Сер. Радиофизика, 1972, т. 15, № 9, с. 1417— 1419.
55. Ричардс П., Аурахер Ф., Ван Друзер Т. Смешение и детекти­
рование миллиметровых и субмиллилетровых волн сверхпро­
водящими слабыми звеньями. — ТИИЭР, 1973, т. 61, № 1,
с. 44—55.
56. Рершеизои Е. М., Гольцман Г. П., Гурвич Ю. А. и др. Узко­
полосный детектор на горячих электронах в германии. — Радио­
техника и электроника, 1971, т. 16, #2 8, с. 1447— 1455.
57. Н. А. Есепкина, Д . В. Корольков, Ю. Н. Парийский. Радио­
телескопы и радиометры. — М.: Наука, 1 9 7 3 .- 4 1 5 с.
58. Kleppner D., Spencer W. P., Vaidyanathan A. G., Ducas T. W.
FIR detection using Rydberg atoms. — Fourth internat. conf. on
infrared and submillimeter w aves and their applications. — 1979,
Miami Beach, Florida, p. 58—59.
59. Гершензои E. М., Гольцман Г. П., Елантьев А. П., Птнцыиа Н. Г. О детектировании субмиллиметрового излучения с ис­
пользованием фотоионизации экситонов и фототермической
ионизации возбужденных состояний доноров в г ер м а н и и .В кн.: Всесоюзн. симпозиум по приборам, технике и распро­
странению миллиметровых и субмиллиметровых волн в атмо­
сфере/ ИРЭ АН СССР. — М., 1976, с. 72—75.
60. Визель А. А., Еленский В. Г. Международный микроволновый
симпозиум 1980 г. — Зарубежная радиоэлектроника, 1981, № 12,
с. 74—80.
61. Вайиштейи Л. А. Электромагнитные волиы. — М.: Сов. радио,
1957. — 532 с.
62. Каценелеибаум Б. 3 . Высокочастотная электродинамика.— М.:
Наука, 1966. — 240 с.
63. Каценелеибаум Б. 3 . Нерегулярные волноводы с медленно ме­
няющимися параметрами. — М.; Изд-во АН СССР, 1961.—
196 с.
64. Вагаиов Р. Б., Матвеев Р. Ф., Мериакри В. В. Многоволновые
волноводы со случайными нерегулярностями. — М.: Сов. радио,
1972. — 232 с.
65. Шевченко В. В. Плавные переходы в открытых волноводах.—
.-.^М .: Наука, 1 9 6 9 . - 191 с.
166. Миоговолновые круглые волноводы: Сб. статей/ П од ред.
'
В. А. Гроднева. — М.: Связь, 1972.— 198 с.
67. Фельдштейи А. П., Явич П. Р., Смирнов В. Л. Справочник по
элементам волноводной техники.— М.: Госэнергоиздат, 1963.—
359 с.
68. Казанцев Ю. Н. Затухание собственных волн в широком волповоде с диэлектрическим покрытием конечной т о л щ и н ы .-Р а ­
диотехника и электроника, 1970, т. 15, № 1, с. 207.
285
69. Казанцев Ю. Н. Электромагнитные волны в диэлектрических
каналах прямоугольного сечения. — Радиотехника и электрони­
ка, 1970, т. 15, № 5, с. 1140.
70. Казанцев Ю. Н., Харлашкин О. А. Прямоугольные волноводы
класса «полый диэлектрический каиал». — Радиотехника и элек­
троника, 1978, т. 23, № 10, с. 2060.
71. Горошко А. Г., Кулешов Е. М. Исследование полого диэлектри­
ческого лучевода миллиметрового и субмиллиметрового диапа­
зонов воли. — Радиотехника, ХГУ, 1972, № 21, 215 с
72. Патент 78.07.81.14 (СССР) МКИ Н 01 р 1/00 Газонаполнен­
ный волновод/ Авт. изобр.: Л. И. Пангонис, Ю. Н. Казанцев,
В. И. Марьин, Г. П. Веселков. — Опубл. в Б. И., 1980, № 24.
73. Нефедов Е. И., Сивов А. Н. Электродинамика периодических
структур. — М.: Наука, 1977. — 282 с.
74. Взятышев В. Ф. Диэлектрические волноводы. — М.: Сов оадио.
1970. — 346 с.
,
75. Marcatili Е. А. J. Dielecric rectangular w aveguide and directio­
nal coupler. — Bell. Syst. Tech. J., 1969, v. 48, INs 9, p. 2071.
76. Вершинина Л. H., Мериакри В. В. Диэлектрический полосковый
волновод для коротковолновой части миллиметрового диапазо­
на волн. — Радиотехника и электроника, 1980, т. 25, № 7,
с. 1348.
77. М. С. Levige W. V., Jtoh Т., Mittra R. New w aveguide structures
for millimiter-wave and optical integrated circuits. — IEEE
Trans., 1975, MTT-23, p., 788.
78. Мурмужев Б. A. Дисперсионные свойства несимметричных ди­
электрических волиоводов. — Радиотехника и электроника. 1976.
№ 4, с. 857.
79. Рябов Б. А., Ефремов А. С. Свойства высших типов воли пря­
моугольного диэлектрического волновода на частотах ниже кри­
тической. — Труды МЭИ, 1978, вып. 360, с. 36.
80. Goubau G., Schwering F. New beam-waveguide. Trans. IRE, 1961
AP-9, p. 248.
' .
81. Вайнштейн Л. A. Открытые резонаторы и открытые волиоводЬ1. — М.: Сов. радио, 1 9 6 6 .- 4 7 5 с.
82. Вагаиов Р. Б. Диэлектрическая призма в лучевом волноводе —
Радиотехника и электроника, 1969, № 3, с. 393.
83. Шевченко В. В. Неотражаюшие линзы для квазноптических ли­
ний. — Радиотехника н электроника, 1969, № 10, с. 1764
84. Нефедов Е. И., Фиалковский А. Т. Полосковые линии переда­
чи.— М.; Наука. 1980. — 311 с.
'
85. Shneider М. V., Glance В. G., Badtman W. F. Microstrip line __
Bell. Syst. Tech. J., 1969, v. 48, p. 1703.
86. Knerr R. H„ M oosel F. Microstrip line for millimeter w a v e .—
Microwave J., 1976, v. 19, p. 57.
87. Стариков В. Д . Методы измерения на СВЧ с применением изме­
рительных линий. — М.: Сов. радио, 1972. — 144 с.
\J 88.
ММ w ave test equipment. — Проспект фирмы Hitachi, Япония
V
1972, р. 154.
89. Millimeter-wave components. — Проспект фирмы Thomson-CSR
Франция, 1977, р. 146.
90. Взятышев В. Ф., Рябов Б. А., Калиничев В. И. Характеристики
и особенности диэлектрических волноводов для диэлектрических
интегральных схем. — В ки.: II Всесоюзный симпозиум по миллиметровым и субмиллнметровым волнам, Харьков, ИРЭ АН
УССР, 1978, с. 191.
286
91. Мурмужев Б. А., Попов В. А. Параметры р)Шорных переходов
на диэлектрический полосковый волновод. — Радиотехника, 1981,
№ 8 с. 91.
92 Аплёталин В. И., Алешечкин В. П., Крафтмахер Г. А., Мериак­
ри В. В. Квазиоптические устройства на основе диэлектриче­
ских и магнитных материалов. — В ки.: Всесоюзный симпозиум
по распространению субмиллиметровых и миллиметровых волн.
Горький, НИРФИ, 1974. — 100 с.
.
„ „
93 А. с. 310321 (СССР). Аттенюатор/ Авт. изобр.: Д . И. Мировиц' кий 3 В Левачева, Г. Г. Ивкин, В. М. Пветаев. — Опубл.
в б ’, и ., 1971, № 36.
, ^
D D м
94 А. с. 792361 (С СС Р). — Фазоврашатель/ Авт. изобр.: В. В. м е' риакри, А. В. Мельников, Б. А. Мурмужев, В. В. Саламатии.—
Опубл. в Б. И., 1980, № 48.
95). Мериакри В. В. Многоволиовый перестраиваемый ответви“ тель. — ПТЭ, 1966, № 2, с. 204.
96. Нефедов Е. И., Сивов А. Н. Дифракция воли иа периодических
структурах. — М.: Наука, 1977. — 258 с.
ttu v
9 f Новые
радиоизмерительиые
приборы:
Проспекты
ВДНХ
СССР. — М.: ПООНТИ «ЭКОС», 1981.
98 Взвтышев В. Ф., Меркурьев А. П., Раевский Г. П., Антипо­
ва М. Ш. Распределенная связь разных диэлектрических волио­
водов. — Труды МЭИ, 1974, вып. 194, с. 59.
99. Мериакри В. В., Ушаткии Е. Ф. Поляроиды субмиллиметрового
диапазона на дихроичиых кристаллах. — ПТЭ, 1976, № 6,
100. А. с. 359717 (С С С Р)/ Авт. изобр.: Д . И. Мировицкий, И. Ф. Будагяи, В. Ф. Дубрових и др. — Опубл. в Б. И., 1972, № 36.
101. Мурмужев Б. А. Потери иа излучение с дефектов стыковки
двух различных диэлектрических полосковых волиоводов.—
Радиотехника, 1981, № 4, с. 43.
102. Микаэлян А. Л. Теория и применение ферритов на СВЧ. — М.:
Госэнергоиздат, 1963. — 663 с.
103. Кононенко В. К-, Кулешов Е. М. Полупроводниковые иевзаимные устройства миллиметрового и субмиллиметрового диапазона
волн. — В кн.: II Всесоюзный симпозиум по миллиметровым и
субмиллнметровым волнам/ ИРЭ АН УССР. — Харьков, 1978,
с. 156.
104. Башмаков В. А., Попов В. В., Ревзин Р. М. Невзаимиое устрой­
ство для интегральных схем миллиметрового диапазона иа осно­
ве желобкового диэлектрического полоскового волновода.—
Письма в ЖТФ, 1978, т. 4, вып. 7, с. 399.
105. Колдаев А. В., Взятышев В. Ф., Поллак Б. П. Принципы по­
строения гиромагнитных устройств иа диэлектрических волново­
д а х .— В кн.: II Всесоюзный симпозиум по миллиметровым и
субмиллнметровым волнам/ ИРЭ АН УССР. — Харьков, 1978,
с. 208.
106. Крафтмахер Г. А., Мериакри В. В. Невзаимные ферритовые
устройства субмиллиметрового диапазона. — Радиотехника и
электроника, 1978, № 4, с. 875.
107. Шестопалов В. П. Дифракционная электроника.— Харьков: Виша школа, 1976. — 231 с.
108. Б. М. Булгаков, В. Н. Скресанов, А. М. Фурсов, А. И. Фисун.
Исследование квазиоптического открытого резонатора с одной
и несколькими проводяшими пластинами между зеркалами.—
Радиотехника, ХГУ, 1981, вып. 56, с. 21—29.
287
109. Вертий А. А., Коцержииский Б. А., Першии Н. А., Попеико Н. А., Тараиеико В. Б., Шестопалов В. П. Исследование
амплитудного распределения полей открытого
резонатора
ГЛПД. — Изв. вузов СССР, Сер. Радиоэлектроника, 1981, т. 24
10, с. 35—38.
110. Завьялов В. В., Воронин В. И. Сканирующий прибор для ви­
зуализации поперечного распределения полей. — ПТЭ. 1976,
№ 6, с. 1 0 2 -1 0 5 .
111. Косарев Е. Л., Ципецюк Ю. М. Вынужденные колебания откры­
того резонатора, связанного с волноводом малым отверстием.—
В кн.; Электроника больших мощностей. — М.: Наука, 1968.
вып, 5, с. 105— 116.
112. Р. А. Валитов, С. Ф. Дюбко, В. В. Камышан, В. П. Шейко.
Об одном методе измерения распределения полей в открытом
резонаторе. — ЖЭТФ, 1964, т. 47, вып. 4, с. 1173— 1177.
113. Колосов С. С., Леонов Ю. И., Литвииеико Л. Н. Методика и
аппаратура для проведения автоматизированного п экспери­
ментального исследования электромагнитных полей в откры­
тых резонаторах миллиметрового диапазона волн. — Харьков:
ИРЭ АН УССР, 1974.— (Препринт 3 9 )____47 с.
114. Попеико Н. А. О выборе размера зонда при исследовании по­
лей в открытых резонаторах. — Радиотехника и электроника.
1975, т. 22, вып. 4, с. 833—835.
115. Вертий А. А., Леонов Ю. И. Исследования влияния размеров
зонда на характер измеряемых распределений полей в откры­
тых резонансных системах. — Изв. вузов СССР. Сер. Радиоэлек­
троника, 1976, т. 19, № 2, с. 105— 107.
116. Вайиберг И. А., Павельев В. А. Исследование амплитудно-фа­
зовой структуры ближнего поля антенн СВЧ npji помощи фотоуправляемых полупроводниковых панелей. — Радиотехника и
электроника, 1971, т, 16, вып. 9, с. 1685— 1690.
117. Вершинина Л. Н. Измерение фазы в субмиллпметровом диапа­
зоне волн.— ПТЭ, 1973, № 2, с. 138— 140.
118. Щербов В. А., Кулешов-Е. М., Горошко А. И. Установка для
измерения амплитудно-фазовых и поляризационных характери­
стик в субмиллпметровом диапазоне волн. — Вопросы радио­
электроники. Сер. Раднопзмерительная техника, 1970, вып. 9,
С. 38—44.
*
119. Вертий А. А., Иванченко И. В., Попков Ю. П., Шестопа­
лов В. П. — Поляримстрия резонансных квазиоптических пуч­
ков. Харьков: ИРЭ АН УССР, 1979. — (Препрйит 134).
120. А. П. Бакулин, Е. А. Виноградов, Н. А. Ирисова, С. А. Фрид­
ман. Получение видимого изображения электромагнитного излу­
чения,— ПТЭ, 1970, № 6, с. 152— 153.
121. Б. М. Булгаков, М. М. Быков, Е. Б. Надуева, А. И. Фисуи.
Визуальное наблюдение картины поля излучения СОг-лазеоа __
ПТЭ, 1973, № 2, с. 174— 175.
122. Демьянченко А. Г., Кулешов В. Н. Кратковременная неста­
бильность частоты и методы ее измерения: Учебп пособие тля
ву зо в. - М Э И , 1978, — 78 с.
■оеииие для
123. Справочник по радиоизмерительным приборам. В 2-х т / Под
ред. В. С. Насонова. — М.: Сов. радио, 1978, Т. 2. — 272 с.
124. Бондарев В. А., Клеймаи А. С., Томашко И. В. Аппаратура для
измерения абсолютных значений частот лазеров. — В кн.: Фазовыс 11 'jacjuniuc радиотехнические еис1^мы и ycTpoiicTBa с циф­
288
ровой обр аб о тко й .—-К