close

Вход

Забыли?

вход по аккаунту

Положение;doc

код для вставкиСкачать
ш
.
м
в
o - S % .
Е - Л - О к у н ъ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Gsj,
E.
Л .
О к у н ь
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА
Издание четвертое, переработанное, дополненное
Допущено Министерствам высшего и среднего
образования СССР в качестве учебника
радиотехнических
техникумов
специального
для
ч о
Меск.
ин-та местной пр ти
МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО»
|
1973
ЪЗЬ
6 Ф 2 12
/
>
О-52
У Д К 621.396. 61 (075.8)
Окунь Е. JI.
0-52
Радиопередающие устройства. Изд. 4-е, доп. и перераб. Учебник для техникумов. М., «Сов. радио»,
1973.
400 с. с ил.
К н и г а я в л я е т с я учебником для учащихся радиотехнических специальностей техникумов и других специальных учебных заведений радиот е х н и ч е с к о г о профиля и. как п о к а з а л опыт первых и з д а н и й , может
Сыть п о л е з н а студентам в т у з о в , особенно системы з а о ч н о г о и вечернего о б р а з о в а н и я и л и ц а м , с а м о с т о я т е л ь н о изучающим технику раднопере д а ю щ и х у с т р о й с т в .
о
0343-077
046(01)73
6Ф2.12
93 73
Рецензент В. В.
Т в о р ц о в а
ЕВСЕП Л Ь В О В И Ч
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
ОКУНЬ
УСТРОЙСТВА
Р е д а к т о р И, К. Г а н и н
Художественный редактор В. Т. С и д о р е н к о
Технический редактор Г. 3 . К у з н е ц о в а
Корректор Н . М.
Давыдова
С д а н о в набор 27.11—73 г.
П о д п и с а н о в печать 17. VIII—73 г.
Т-11045
Формат S4X108/»
Б у м а г а типографская № 3
Объем 21 усл. п. л., 21,932 уч.-изд. л
Т и р а ж 74000 экз.
З а к . 249
Цена 86 коп.
И з д а т е л ь с т в о «Советское р а д и о » , Москва, Г л а в п о ч т а м т , а / я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров С С С Р
по д е л а м издательств, полиграфии и книжной торгоили
Москва, И-41, Б, П е р е я с л а в с к а я , 46.
0343-077
046(01) -73
„„
93-73
Издательство «Советское радио»
1973 г.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие
.
.
.
ГЛАВА I
ОБЩИЕ
§
§
§
§
СВЕДЕНИЯ
О
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
1. Принцип действия и технические показатели современных радиопередающих устройств
2. Структурные схемы радиопередающих устройств . . .
3. Особенности работы и характеристика современных
генераторных ламп в радиопередающих устройствах . .
4. Особенности работы полупроводниковых приборов в
радиопередающих устройствах
7
11
13
17
ГЛАВА II
УСИЛИТЕЛИ
§
§
§
§
§
§
§
МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
НА Э Л Е К Т Р О Н Н Ы Х ЛАМПАХ
И
УМНОЖИТЕЛИ
5. Принцип действия и энергетические режимы
работы
усилителя мощности
6. Динамические и нагрузочные характеристики лампо*
вого усилителя мощности
7. Основные расчетные соотношения в различных режимах
работы усилителя мощности
8. Схемы усилителей мощности
9. Схемы электропитания усилителей мощности
10. Промежуточные усилители мощности и умножители
частоты
11. Выходные усилители мощности
23
33
38
49
58
66
72
ГЛАВА I I I
У С И Л И Т Е Л И МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ и У М Н О Ж И Т Е Л И
НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х П Р И Б О Р А Х
§ 12. Основные особенности работы усилителей мощности на
транзисторах
84
§ 13 Расчет режима работы усилителя мощности
93
§ 14. Схемы усилителей мощности
97
§ 15. Умножители частоты на полупроводниковых приборах 103
ГЛАВА IV
ЛАМПОЗЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
§ 16. Физические процевсы самовозбуждения
нераторов
самовозбуждения
£§ 17. Условия vo
Tiwuugujmrttnnn
. . . .
s
Одноконтурные схемы генераторов .
| ™ Двухконтурные схемы генераторов .
$ Л). Электрические расчеты генераторов
ламповых
ге106
107
115
120
128
ГЛАВА V
Г Е Н Е Р А Т О Р Ы НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х
§21.
Условия
ГЯМЛПЛоЛу\ипаиип
Tnouou/vTAnntiv
ПРИБОРАХ
го и о п п т п п л п
1ЧЛ
§ 23. Расчет генераторов на транзисторах
§ 24. Стабилизация режима транзисторных
усилителей
139
генераторов
и
ГЛАВА VI
С Т А Б И Л И З А Ц И Я ЧАСТОТЫ В Р А Д И О П Е Р Е Д А Ю Щ И Х
УСТРОЙСТВАХ
§ 25. Стабильность частоты и дестабилизирующие факторы
§ 26. Кварцевая стабилизация частоты в генераторах . . .
§ 27. Кварцевые генераторы на электронных лампах и полупроводниковых приборах
§ 28. Кварцевая стабилизация в диапазоне частот
143
149
157
165
ГЛАВА VII
УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ
УСИЛИТЕЛЕН
§ 29. Влияние паразитных связей входных и выходных цепей
ламповых усилителей на устойчивость работы
§ 30. Входная проводимость усилителя и условия устойчивой
работы
§ 31. Методы повышения устойчивости работы усилителей
§ 32. Устойчивость работы транзисторных усилителей . .
170
171
178
182
ГЛАВА V I I I
ГЕНЕРАТОРЫ
И УСИЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ
СВЧ
S 33. Особенности работы генераторных ламп в диапазоне
СВЧ
§ 34. Ламповые генераторы метровых и дециметровых волн
на электронных лампах
§ 35. Клистронные усилители и генераторы
§ 36. Магнетронные генераторы
§ 37. Генераторы и усилители на лампах бегущей ( Л Б В ) и обратной ( Л О В ) волн
§ 38. Генераторы и усилители магнетронного типа . . . . . .
§ 39. Квантовые усилители и генераторы
§ 40. Полупроводниковые приборы в диапазоне СВЧ . . .
184
188
199
210
228
246
252
276
ГЛАВА IX
УПРАВЛЕНИЕ
КОЛЕБАНИЯМИ В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§41.
Амплитудная м о д у л я ц и я . Общие сведения об амплитудной модуляции
282
§ 42. Частотная и фазовая модуляции
307
§ 43. Однополосная м о д у л я ц и я
324
§ 44. Телеграфная м а н и п у л я ц и я
334
ГЛАВА х
ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ в РАДИОПЕМДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ
с
? 45. Общие сведения об импульсной модуляции
1
46. Импульсные модуляторы G частичным разрядом
пителя и электронными коммутаторами
340
нако351
s 47. И м п у л ь с н ы е м о д у л я т о р ы G полным разрядом накопителя
' и ионными коммутаторами
356
£ 48. Магнитные импульсные модуляторы . . . .
362
§ 49! Коммутаторы импульсных модуляторов
365
ГЛАВА XI
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
УСТРОЙСТВА РАЗЛИЧНОГО
НАЗНАЧЕНИЯ
§ 50. Системы управления, контроля и защиты в радиопередатчиках
§ 51. Паразитные колебания и методы их устранения . . .
§ 52. Передатчики для радиосвязи
§ 53. Радиовещательные передатчики
§ 54. Радиолокационные передатчики
§ 55. Передатчики радиорелейной связи
§ 56. Надежность работы радиопередающих устройств . .
Список литературы ,
368
375
378
384
388
392
398
400
ПРЕДИСЛОВИЕ
Четвертое издание книги существенно переработано в связи с рядом замечаний, выявившихся в результате многолетнего использования
книги в учебном процессе.
Исключение второстепенных материалов курса позволило рассмотреть и осветить ряд новых
и перспективных вопросов современной техники
радиопередающих устройств, таких, как квантовые генераторы и усилители, генераторы на новых приборах СВЧ, автоматизация управления
радиопередатчиками и др.
В четвертом издании значительно расширены
вопросы однополосной модуляции, импульсной
модуляции, радиорелейной связи, приведено
описание типовых схем современных передатчиков различного назначения.
Большое внимание уделено работе полупроводниковых приборов в технике радиопередающих устройств.
Рассмотрены схемы усилителей, генераторов
и умножителей частоты на полупроводниках.
Дана современная методика расчета полупроводниковых усилителей и генераторов.
Автор будет признателен за отзывы о книге,
которые следует направлять в адрес издательства,
Глава
ОБЩИЕ
I
СВЕДЕНИЯ О РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ И ТЕХНИЧЕСКИЕ ПОКАЗАТЕЛИ
СОВРЕМЕННЫХ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Радиопередающее
устройство является
важнейшей
частью линии радиосвязи, радионавигации и радиолокации.
Составные элементы радиопередающих устройств широко
используют в различных радиотехнических установках.
В передатчиках длинных, средних, коротких и метровых
волн используются электронные лампы — триоды, тетроды и пентоды. В передатчиках дециметровых волн наряду
с электронными лампами специальной конструкции применяются клистроны и магнетроны, а в передатчиках сантиметровых волн — клистроны, магнетроны и лампы бегущей и обратной волны.
Электронные лампы применяются, в первую очередь, для
генерации и усиления мощности колебаний высокой частоты, управления этими колебаниями, а также используются в различных вспомогательных цепях передатчика.
В последние годы все большее применение в радиопередающих устройствах находят полупроводниковые триоды —
транзисторы и другие полупроводниковые приборы.
Полупроводниковые приборы обладают высокой экономичностью и мгновенной готовностью к работе вследствие
отсутствия накаливаемого катода, большим сроком службы
(десятки и сотни тысяч часов), высокой надежностью работы,
низким напряжением питания, высоким к. п. д., высокой
механической прочностью, малыми габаритами и весом.
Ь казанные преимущества позволяют создавать малогабаритную радиоаппаратуру.
Современное радиопередающее
устройство является
сложной радиотехнической установкой, в задачу которой
одит: 1) преобразовывать энергию источников электричеого питания постоянного или переменного тока в энергию
нос? В в ы с о к о " „ частоты; 2) вырабатывать заданную мощь колебаний высокой частоты и передавать ее в антенну;
3) отображать в выработанных колебаниях высокой частоты закон управляющего сигнала.
Изменение высокочастотного колебания по закону управляющего сигнала (речь, музыка, изображение, кодирп«
ванные знаки и др.) называется модуляцией.
Л
К радиопередающему устройству предъявляют разнообразные технические требования. Они формулируются
в технических условиях на передатчики, составляемых при
проектировании, и в значительной степени зависят от уело-;
вий работы, назначения и места установки передатчика.
Электрические показатели.
К ним о т н о с я т с я
мощность
передатчика, стабильность частоты, диапазон рабочих час-,
тот, коэффициент полезного действия, глубина модуляции
при амплитудной и девиация частоты при частотной модуля-!
циях, нелинейные и частотные искажения, фильтрация и др.'
Мощность передатчика определяет дальность действия'
и надежность радиосвязи. Заданная техническими условиями, она должна обеспечиваться на любой волне рабочего
диапазона передатчика.
Под мощностью передатчика понимают мощность, которую передатчик выдает в антенну или фидерную линию.
Мощность же, излучаемая антенной, зависит от ее типа и параметров.
Таким образом, мощность передатчика
Ра - Рц п к ,
где Р — мощность в колебательной системе выходного усилителя передатчика; г | п к — к. п. д. колебательной системы
выходного усилителя.
При телеграфной работе мощность Р д соответствует ре-1
жиму нажатого ключа, при телефонной — режиму молча-]
ния.
Мощность современных передатчиков бывает различной:!
от десятых долей ватта до сотен и тысяч киловатт. В зависни
мости от величины мощности различают передатчики малой
мощности (единицы и десятки ватт), средней мощности (до
10 кет), мощные (до 100 кет) и сверхмощные (свыше
100 кет).
Стабильность (постоянство) частоты передатчика опреде*
ляет устойчивость радиосвязи в различных условиях эксп-1
луатации. Недостаточно высокая стабильность частоты ВЫ1
зывает «качание» полосы частот, занимаемой передатчиком]
в результате чего увеличиваются помехи приему соседних
по частоте радиостанций и уменьшается надежность связи,!
8
Нестабильность, частоты характеризуется суммарным
отклонением частоты от номинального значения
• А/
Я= ± у .
относительная нестабильность частоты; А / — а б где q
солютная нестабильность частоты; / — номинальное значение частоты. Нестабильность зависит от ряда причин,
связанных с внутренними и внешними условиями работы
передатчика. Допускаемая нестабильность определяется
назначением и диапазоном волн передатчика.
При работе передатчика на коротких волнах требования
к относительной нестабильности повышаются, поскольку
с укорочением волны (при том же значении относительной
нестабильности) увеличивается абсолютная нестабильность,
величина которой не должна превышать допустимую.
Диапазон рабочих частот передатчика определяется его
назначением и должен обеспечить необходимую дальность
связи в заданных условиях эксплуатации.
Передатчик может работать в плавном диапазоне, т. е.
на всех частотах данного участка частотного спектра, и на
определенных фиксированных частотах. Настройка передатчика на любую частоту диапазона производится элементом
настройки контура генератора (конденсатором переменной
емкости или вариометром); на эту же частоту настраивают
контуры усилителей, обеспечивающих заданную мощность
в антенне.
Если диапазон частот передатчика оказывается настолько
широким, что его невозможно перекрыть органом настройки
генератора или обеспечить нужное постоянство мощности
в усилителях, общий диапазон разбивают на более узкие
участки (поддиапазоны).
Ширина диапазона характеризуется коэффициентом его
перекрытия
г е
Д / т а х и / т 1 п — максимальная и минимальная частоты диапазона.
Коэффициент перекрытия современных диапазонных передатчиков лежит в пределах от 1,1 до 64-7 и определяется
азначением передатчика; К п поддиапазона обычно выбирается в пределах 1,34-1,7.
оал з а в и с и м о с т и от того, в какой- части частотного спектра
Р диоволн лежит основной диапазон передатчика, различают
с д а т ч и к и сверхдлинных (), > 10 ООО м), длинных (X =
9
«= 1000 -4- 10 ООО м), средних (к = 100 Ч- 1000 м), коротких (Я = 10
100 м), метровых (X — 1 — 10 м), дециметровых (к — 10 -V- 100 см), сантиметровых (Я = 1 -Ь 10 см)
и миллиметровых (А, = 0,1 -f- 1 см) волн.
Промышленный коэффициент полезного действия передатчика характеризуется отношением мощности высокой
частоты РА, отдаваемой передатчиком в антенну, ко всей
мощности Р п , потребляемой передатчиком:
tin = (РААР п )100%.
В маломощных передатчиках, где величина потребляемой мощности невелика, стремление повысить к. п. д. вызвано необходимостью уменьшить габариты и вес источников
питания. В более мощных передатчиках величина потребляемой мощности уже играет существенную роль, и повышение
их к. п. д. позволяет значительно повысить экономические
показатели.
К. п. д. передатчиков зависит от режима работы ламп
усилителей, рода работы и типа модуляции. Например, при
телефонной работе к. п. д. ниже, чем при телеграфной, а при
амплитудной модуляции ниже, чем при частотной. К. п. д.
современных маломощных передатчиков сравнительно нев е л и к — до 10—20%, в передатчиках средней и большой
мощности к. п. д. достигает 25—50%.
Глубина модуляции и уровень частотных и нелинейных
искажений относятся к электроакустическим требованиям.
Передатчики должны допускать работу с глубиной модуляции до 100%, при этом коэффициент нелинейных искажений не должен превышать 10—12%, а частотные искажения — ± 4 дб; форма телеграфного сигнала должна быть
близка к прямоугольной при заданной скорости работы.
Фильтрация высших гармоник в выходном напряжении
передатчика необходима для предотвращения помех радиоприему, так как высшие гармоники (кратные частоты), образующиеся в анодном токе выходного усилителя, проходя
в антенну, будут создавать нежелательные излучения.
Конструктивные показатели. К ним относятся габариты,
вес, тип конструкции, механическая прочность, теплостойкость, влагостойкость и др.
Габариты, вес и тип конструкции имеют важное значение для радиопередатчиков, устанавливаемых на подвижных
объектах. Уменьшение габаритов требует особенно рационального размещения деталей и общей компоновки блоков
передатчика, применения малогабаритных деталей и кон-
струкций, а также легких сплавов и пластмасс в качестве
конструкционных материалов.
Материалы, используемые в передатчиках, должны быть
влагостойкими и теплостойкими и нормально работать в заданном интервале температур при заданной относительной
влажности.
Конструкция передатчика, размещение его узлов и деталей и компоновка должны обеспечивать простую и качественную технологию сборки и регулировки.
Эксплуатационные показатели характеризуют удобство
управления передатчиком: время и число операций, необходимых для включения и настройки на заданную волну,
быстроту перестройки с одной волны на другую, переход из
одного режима работы в другой, а также удобство подхода
к передатчику (смена ламп, осмотр, текущий ремонт), систему сигнализации и блокировки, обеспечивающую безопасность обслуживающего персонала, и т. п.
Передатчик должен быть оснащен достаточным количеством измерительных приборов, позволяющих производить настройку и вести контроль за режимом работы,
§ 2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
Построение схемы радиопередающего устройства зависит
от его назначения, вида модуляции и других особенностей,
однако в любом радиопередающем устройстве должны содержаться два основных канала прохождения электрических
колебаний: управляющих (модулирующих), несущих в себе заданную информацию, и высокочастотных незатухающих колебаний.
Кроме указанных каналов, в радиопередающее устройство входят источники электропитания электронных ламп,
транзисторов и других элементов и система управления,
сигнализации и блокировки, которая обеспечивает управление работой радиопередатчика и безопасность обслуживающего персонала.
На рис. 1 и 2 представлены структурные схемы основных
типов радиопередающих устройств в зависимости от вида
модуляции.
Передатчик, в котором осуществляется амплитудная модуляция
или
манипуляция
(телеграфная
работа) —
рис. 1, а — содержит первоисточник высокочастотных стабильных колебаний — задающий генератор 1, промежуточ-
ные усилители или умножители частоты 2, выходной усилитель мощности 3 и антенно-фидерное устройство 4.
Все эти устройства образуют высокочастотный канал
передатчика.
Модуляционное устройство 5 содержит источник управляющих колебаний (например, микрофон), усилители на
пряжения и мощности этих колебаний.
43-J
Рис.
а —с
а)
1. Б л о к - с х е м ы р а д и о п е р е д а ю щ и х
устройств:
амплитудной модуляцией и манипуляцией!
6 — с однополосной модуляцией
Амплитудная модуляция в радиовещательных и связных радиопередатчиках обычно осуществляется в выходном
усилителе мощности, хотя в некоторых случаях ее осуществляют и в промежуточных (например, в телевидении).
IZHZHlM^
В)
а)
Р и с . 2. Б л о к - с х е м ы р а д и о п е р е д а ю щ и х у с т р о й с т в :
с — в частотной модуляцией; б — с импульсной модуляцией.
Амплитудная манипуляция G помощью манипуляционного устройства осуществляется как в промежуточных усилителях, так часто и в задающем генераторе с целью обеспечения полного отсутствия колебаний в антенне в моменты
пауз.
Питание всех цепей передатчика обеспечивается источниками питания 7 через систему управления, контроля и защиты (УКЗ) 8.
На рис. 2, а показана упрощенная (без источников питания и системы УКЗ) структурная схема передающего уст12
ройства с частотной модуляцией или манипуляцией. Эти
виды работ осуществляют непосредственно в задающем генераторе, так как связаны с изменением несущей частоты передатчика.
Элементы /, 2, 3, 4 аналогичны схеме рис. 1, а. Элемент
5 — устройство частотной модуляции или манипуляции.
Структурная схема передатчика g однополосной модуляцией, когда излучается только одна боковая полоса частот
спектра амплитудномодулированного сигнала, показана на
рис. 1, б (без источников питания и У КЗ). В этой схеме / —
задающий генератор, 2 — модуляционное устройство, 3 —
балансный модулятор, обеспечивающий однополосную модуляцию, и 4 — фильтр боковой полосы. Затем следуют усилительные каскады и антенно-фидерное устройство 5,
В импульсномодулированных передатчиках (рис. 2, б),
работающих в диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ), чаще
всего используется мощный генератор СВЧ 3 (например,
магнетрон), передающий колебания в антенно-фидерную
систему 4. Генератор управляется импульсными колебаниями с помощью импульсного модулятора 2, на который, в свою
очередь, воздействует генератор импульсов 1.
§ 3. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ И ХАРАКТЕРИСТИКА
СОВРЕМЕННЫХ ГЕНЕРАТОРНЫХ ЛАМП
В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ
Современные генераторные лампы вследствие особенностей конструкции и благодаря применению высокоэффективных торированных, карбидированных и оксидных катодов
не имеют явно выраженного насыщения, поэтому их ток
эмиссии / е уже не является таким определенным параметром, как это имело место в лампах с вольфрамовым катодом.
Кроме того, характеристики современных ламп, как анодно-сеточные, так и сеточно-сеточные, имеют веерообразный
характер, а у характеристик сеточного тока отсутствует
протяженный начальный участок, как в лампах старых конструкций.
Для упрощения расчетов ламповых схем обычно применяют идеализацию реальных ламповых характеристик.
Наиболее удачная кусочно-линейная идеализация характеристик была разработана в 30-х годах акад. А. И. Бергом на основе работ акад. М. В. Шулейкина и Н. Д . Папалекси, в результате чего была создана стройная инженерная теория расчета ламповых усилителей и генераторов.
Работы советских ученых последних лет позволили применить классическую идеализацию характеристик к современным лампам [7J.
Как известно из курса электронных приборов, в лампах
существуют суммарный или эмиссионный ток 1€ и токи электродов: анода t a , управляющей igl, экранной iKt и защитной igl сеток. Все эти токи зависят от мгновенных напряжений на электродах и определяются статическими характеристиками ламп.
Не останавливаясь подробно на характере этих зависимостей, отметим две основные особенности работы ламп.
1. При отсутствии сеточных токов или их малой величине, (не более 10—15% t a ) суммарный ток равен анодному
i e « la и характеристики этих токов совпадают. Такой
режим работы лампы называется недонапряженным. В этом
режиме пренебрегают влиянием сеточных токов на работу
анодной цепи (учитывая эти токи только при рассмотрении
соответствующей сеточной цепи). Из-за малой проницаемости генераторных ламп, особенно тетродов и пентодов, анодное напряжение слабо влияет на анодный ток, зависящий
от напряжения на сетках (главным образом, управляющей).
2. При больших сеточных токах анодный ток определяется как разность между суммарным и сеточным токами
ia = ie — ig, где в общем случае ig — i g , -f- ig, + ig,.
Такой режим называется перенапряженным. В этом режиме
происходит перераспределение суммарного тока между анодом и сетками, причем степень перераспределения зависит
не от сеточных, а от анодного напряжения.
Переход из одного режима работы в другой происходит
сравнительно резко. Это позволяет выделить третий пограничный, или критический, режим, в котором сеточные
токи еще малы, но их увеличение вызовет переход лампы
в перенапряженный режим. Геометрическое место точек статических характеристик, соответствующих критическому
режиму и разграничивающих области недонапряженного
и перенапряженного режимов, образует так называемую линию критического режима.
В тетродах и пентодах возможны режимы с большими токами экранной или управляющей сетки (ток защитной сетки
либо равен нулю, либо весьма мал), поэтому различают степень напряженности режима по экранной или управляющей
сетке. Как правило, тетроды и пентоды работают с малыми
токами управляющей и защитной сеток, и напряженность
14
режима обычно определяется по экранной сетке. При этом
общий сеточный ток ig да
Используя кусочно-линейную идеализацию характеристик, можно получить уравнение основного участка идеализированной характеристики суммарного тока в зависимости
от управляющего напряжения (рис. 3)
<P(egly) = S(e g i y —£«,<>),
0)
где S — крутизна характеристики; Egl0 — управляющее
напряжение приведения, при котором идеализированная
характеристика суммарного тока пересекает ось абсцисс;
«g, у = Чх + Dea +
D2eg,+D3eg,—
эквивалентное управляющее напряжение лампы; egl, eg„ egi, еа —
мгновенные значения на электродах лампы; D, D 2 ,
D3—проницаемость анода, экранной и защитной сеток соответственно.
Выражение (1) справедливо в
интервале
Eg,о ^
£g,y ^
Е,у,
где
р и с з Характеристика ч.yi
Egy—результирующее
напряжемарного тока триода,
ние насыщения.
Для удобства расчетов вводится понятие анодного напряжения приведения, соответствующего анодному напряжению идеализированной характеристики, проходящей
через начало координат (пунктирная прямая на рис. 3).
Напряжения приведения связаны соотношением
Egl0 = DEa0.
(2)
Введя в уравнение (1) развернутое значение ег, у и полагая напряжения на экранной и защитной сетках постоянными eg, — Eg„ egl = Eg,
(высокочастотный потенциал
этих сеток в подавляющем большинстве схем равен нулю),
получим
le = S(etl
+ Dea-Eio),
(3)
где E'gl 0 = £ g i 0 - D2Eg2 — D3 Egz — сеточное напряжение
приведения пентода.
Д л я триодов £ g 1 o = £ ' g t 0 = £ ) £a0Важным параметром, необходимым для расчета, является
напряжение запирания идеализированной характеристики
15
суммарного тока при рабочем напряжении на аноде еа —
= Еа. Это напряжение E'gl, называемое геометрическим
смещением, можно определить из условия 1е = 0, откуда
Sg, зап = Egl = £ g i | 0 —DEа.
Д л я триодов E'gi = —
D(Ea—Еа0).
Д л я расчетов режимов генераторных ламп важное значение имеет крутизна линии критического режима. В се-
Р и с . 4. Х а р а к т е р и с т и к и а н о д н о г о тока г е н р р а г о р п ы х л а м п :
о — реальные характеристики триода (ia, еа)', 6 — идеализированные и а . ея);
в — реальные характеристики пентода (ii, еа) при евэ-О; г — идеализированные (<а, еа), ори <?аз > О
мействе анодных характеристик линия критического режима
совпадает с падающим участком характеристик анодного тока при малых анодных напряжениях.
На рис. 4 представлены реальные и идеализированные
анодно-анодные характеристики триода (рис. 4, а, б) и пентода (рис. 4, в, г). Линия критического режима отмечена цифрой 1 и ее крутизну можно определить из соотношения
''акр =
5
к
е
а.
(4)
где г'а кр — анодный ток в критическом режиме; S K — крутизна линии критического режима,
16
Анодный ток в критическом режиме равен суммарному
току приданном e g l , так как точка перегиба является общей
для линии критического режима и характеристики суммарного тока, т, е,
'а „р — ie — S (egl +Dea-Egl0).
(5)
Из уравнений (4) и (5) следует, что
где (i gl = (Eg,о — egl)jea = D — (SjS) — коэффициент напряженности режима, зависящий от конструкции лампы,
Из выражения для
получим
=
^
1
0
—
(
6
)
Уравнение (6), выражающее условие критического режима, показывает, при каких соотношениях напряжений
в лампе наступает критический режим.
При
< E g , o - - [ i g l е а режим б у д е т недонапряженным,
при egl > Eg, о — l^g, еа — перенапряженным.
§ 4. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х
П Р И Б О Р О В В Р А Д И О П Е Р Е Д А Ю Щ И Х УСТРОЙСТВАХ
Наиболее перспективными высокочастотными транзисторами, которые в последние годы широко используются
в усилителях мощности и генераторах радиопередатчиков,
являются плоскостные.
Физические процессы, протекающие в транзисторах, существенно отличаются от процессов в электронных лампах.
Особенности транзисторов заключаются в следующем:
1) транзисторы являются токовыми приборами, и для их
нормальной работы всегда необходимы некоторый входной
ток и входная мощность, в результате чего входная проводимость их оказывается значительно выше, чем у электронных ламп; 2) транзисторы характеризуются сильной внутренней обратной связью входных и выходных цепей; 3) параметры транзисторов уже на сравнительно низких частотах
носят комплексный характер, в то время как у электронных
ламп комплексный характер параметров проявляется только
в диапазоне сверхвысоких частот,
Рассмотрим некоторые особенности работы транзисторов
в области низких и высоких частот (рис, 5),
Известно, что при работе транзисторов на низких частотах ток коллектора t„ образуется за счет диффузии носителей, инжектируемых эмиттером в базу; время диффузии
в области низких частот значительно меньше периода колебаний, и в результате токи эмиттера и коллектора изменяются синфазно. Направление этих токов противоположно, так
как первый втекает в базу, а второй вытекает из нее. Ток
h
Us
М
ЦП
к)
Рис. 5. Векторные диаграммы токов и напряжений
транзистора:
а — на низких частотах; б — на высоких частотах.
эмиттера совпадает по фазе с напряжением перехода эмиттер — база Uб. Ток базы, представляющий собой геометрическую разность токов эмиттера и коллектора, образуется
той частью носителей (дырок в триодах типа р-п-р), которые рекомбинируют внутри базы. Этот ток также совпадает по фазе с управляющим напряжением Об, носит активный характер и имеет то же направление, что и ток эмиттера, так как в плоскостном транзисторе коэффициент усиления по току меньше единицы и i, > i'K,
Внешнее напряжение на зажимах эмиттер — база U 6
совпадает по фазе с внутренним напряжением на переходе
Uб и больше его на величину падения напряжения тока
/ 6 на внутреннем сопротивлении базы г б :
U6 = U6 + 1б г6
или иб = и6 + / б ' б -
При работе на высоких частотах время диффузии носителей через базу станет соизмеримым с периодом колебаний, ток коллектора будет отставать по фазе от тока эмиттера и угол сдвига фаз срд увеличится с частотой. Поэтому
ток базы также будет сдвинут по фазе относительно тока
эмиттера на угол фб в сторону опережения, что указывает
на появление емкостной составляющей тока базы.
Возрастание тока базы приводит к значительному увеличению падения напряжения_на внутреннем сопротивлении
базы г б , причем напряжения V't и U 6 будут отличаться друг
от друга не только по величине, но
г\
и по фазе.
_
В результате снижения U'(, с
увеличением частоты будет уменьшаться ток коллектора.
Кроме напряжения U&, на распределение токов транзистора оказывает влияние также и коллекРис. 6. Схема включения
торное напряжение U к . Величина транзистора
с
общим
U K влияет на толщину запорного
эмиттером.
слоя на переходе база — коллектор: при изменении U к изменяются толщина этого слоя,
количество носителей в базе и ее распределенное сопротивление. Кроме того, с повышением частоты начинает сказываться влияние емкости коллектор — база, увеличивающей внутреннюю обратную связь. Эти процессы приведут к изменению и тока коллектора.
Статические характеристики транзисторов. Д л я наиболее распространенной в радиопередающих устройствах схемы с общим эмиттером (рис. 6) основными характеристиками
являются зависимости тока базы / б и коллектора t'B от напряжений на участках база — эмиттер и б и коллектор —
эмиттер ик,
Входные характеристики г'б = ср (ыб) при Е н = const
(рис. 7, а) аналогичны характеристикам сеточного тока электронной лампы в координатах igl, egl и имеют две основные
области — малых и больших базовых токов.
В области малых базовых токов входные характеристики
достаточно линейны и почти не зависят от напряжения на
коллекторе.
В области больших базовых токов характеристики делаются нелинейными, близкими по форме к параболе. На
19
этом участке крутизна характеристик в сильной степени зависит от напряжения базы:
S(5 = ДгуДыс = Ф («с) при Ек = const.
Рис. 7. Статические характеристики транзистора:
а — входные; б —проходные; в — выходные; г —обратной связи.
При расчетах входную характеристику целесообразно
идеализировать и представлять в виде квадратичной параболы, начинающейся при напряжении сдвига Еб0, при котором идеализированная характеристика (рис, 8, а) пересекает ось напряжения,
Крутизна входной характеристики определяет входную
проводимость транзистора, которая резко увеличивается
с ростом тока' базы.
Проходные характеристики коллекторного тока г„ =
— Фх (« б ) при Е к = const (рис. 7, б) аналогичны анодносеточным характеристикам лампы, но, в отличие от последних, они существуют только при отрицательном напряжении
базы (для р-л-р-транзисторов).
При малых базовых токах характеристики нелинейны.
Напряжение коллектора в этой области слабо влияет на
ход характеристики и величину его тока i K .
В области больших базовых токов характеристики /„
более линейны и могут быть идеализированы семейством
прямых, выходящих из точки, определяемой напряжением
сдвига £"бо, аналогичным напряжению геометрического
смещения лампы (рис. 8, а).
Крутизну характеристики коллекторного тока в этой
области работы можно полагать постоянной:
S = А ^ / Д « б при Е к = const.
Величина этой крутизны оказывается весьма высокой
(десятки и сотни миллиампер на вольт), значительно большей, чем у электронных ламп.
На ход проходных характеристик сильно влияет величина напряжения на коллекторе.
При больших отрицательных напряжениях коллектора
(что эквивалентно высокому анодному напряжению лампы),
когда | Ек | > | «б |> характеристики не имек~ падающего
участка (как и характеристики электронных л!амп при высоких анодных напряжениях).
При малых отрицательных Ек (порядка десятых вольта
для большинства типов р-я-р-транзисторов) у характеристик
наблюдается падающий участок, причем максимальная величина тока, после которой появляется спад, будет тем
меньше, чем ниже напряжение коллектора, а сам спад начинается при меньшем отрицательном напряжении базы
(рис. 7, б).
В отличие от электронных ламп (у которых анодный ток
падает до нуля при увеличении напряжения на сетке),
у транзисторов увеличение отрицательного напряжения базы в области падающего участка t„ приводит к изменению
направления тока. Это явление объясняется тем, что с момента, когда потенциал коллектора делается положительным по отношению к базе (при Ек = 0), сопротивление
перехода база—коллектор резко падает и в цепи коллектора
появляется прямой ток этого перехода, обратный по направлению нормальному коллекторному току.
Выходные характеристики iK — <р2 (и к ) при £ б = const
(рис. 7, в) подобны по форме анодным характеристикам пентода, Линия резкого спада тока коллектора при малых отрицательных напряжениях базы (в области ее больших токов подобна линии критического режима у характеристик
электронных л а м а
Р и с . 8. И д е а л и з и р о в а н н ы е х а р а к т е р и с т и к и т р а н з и с т о р а ,
а — в х о д н ы е и проходные; б — выходные н обратной связи; — — — р е а л ь н а я ;
идеализированная.
Особенность характеристик в этой области заключается
в изменении направления тока коллектора при малых ик
по указанным выше причинам.
Параметр R t — Ды„/А/ К при Е 5 = const подобен внутреннему сопротивлению электронной лампы.
В области больших базовых токов при малых и к это сопротивление резко падает, а в области малых базовых токов
оно весьма велико и почти не зависит от ик и Ев.
Если ввести параметр D = &иб/А.ик при i„ = const,
аналогичный проницаемости лампы, то и для транзистора
окажется справедливым известное уравнение параметров
электронных ламп, связывающее крутизну, внутреннее сопротивление и проницаемость: S D ^ = 1.
Проницаемость транзисторов обычно невелика (D
1),
что указывает на слабое влияние напряжения коллектора на
его ток по сравнению с влиянием напряжения базы.
Характеристики обратной связи ( б = ф 3 (м к ) при £ б =
= const (рис. 7, г) аналогичны характеристикам сеточного
Я2
Тока лампы в координатах tgl, ея. При малых отрицательных
напряжениях коллектора ток базы резко возрастает и ход
характеристики в этой области сильно зависит от напряжения базы. При больших ик ба'зовые токи малы, характеристики параллельны оси абсцисс и почти не зависят от напряжения коллектора.
На рис. 8, б представлены идеализированные статические
характеристики — обратной связи и выходные — и показана линия критического режима, совпадающая с падающим участком характеристик коллекторного тока в области
малых и„.
Глава
II
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
И УМНОЖИТЕЛИ НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
§ 5. П Р И Н Ц И П Д Е Й С Т В И Я И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ
РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
РЕЖИМЫ
Усилитель мощности высокой частоты (ламповый генератор с независимым возбуждением) является главным элементом радиопередающего устройства. Такие усилители
используются в качестве промежуточных и выходных усилителей передатчиков.
На рис. 9 показана принципиальная электрическая схема
усилителя на триоде, принцип действия которого основан
на использовании усилительных свойств электронной
лампы.
Цепь сетки усилителя. В цепь сетки усилителя входят
элементы связи с предыдущим усилителем или генератором
и источник постоянного напряжения, которое подается на
участок сетка — катод.
Напряжение Egl устанавливает начальную рабочую точку на характеристике лампы и тем самым определяет режим
работы усилителя, Это напряжение называется напряжением
смещения.
Кроме напряжения смещения, на сетку подается переменное высокочастотное напряжение u g l t называемое напряжением возбуждения. Для упрощения расчетов удобно
п р и н я т ь , что оно меняется по закону косинуса:
ugl = Umgl cos oat,
где ugl — мгновенное значение напряжения возбуждения;
U m g l —• амплитуда напряжения возбуждения; со = 2 я / —
• круговая частота,
, 4
и
Рис. 9. Схема усилителя мощности на триоде.
Результирующее
сетка—катод
мгновенное
напряжение
= "г. + Egl = Umgl cos at +
Egl.
на
участке
(8)
При Umgl > Egl 'напряжение на сетке в некоторые моменты времени будет положительным (в цепи сетки пройдет
сеточный ток igi); при Umgl
Egl напряжение на сетке
отрицательно и только в моменты at = 0; 2л; 4л ... может
быть равно нулю (сеточные токи при этом отсутствуют).
Выбор рабочего участка характеристики лампы зависит
от величины Egl (при данной амплитуде возбуждения).
В общем случае, когда используются и нелинейные участки
характеристики, форма анодного тока будет значительно
отличаться от формы напряжения возбуждения. Такой периодический несинусоидальный ток можно представить
в виде ряда
z'a =
+ /а, COS at + / А , COS 2ti)t + ... -f I^ COS П COt, (9
где i a — мгновенное значение анодного тока; / а „ = постоянная составляющая анодного тока; / а , — амплитуда тока
основной частоты (первой гармоники); / а , — амплитуда
тока второй гармоники; / а — амплитуда тока л-й гармоники.
Анодная цепь усилителя. В анодную цепь усилителя входят анодная нагрузка L, С, развязывающий фильтр
Сф и источник постоянного анодного напряжения Е я (рис.9).
Анодный ток проходит в анодной цепи усилителя, причем переменные составляющие тока г а ~ замыкаются через
блокировочный конденсатор Сф, не попадая в источники
питания.
Так как анодный контур L, С настроен на основную частоту, то его эквивалентное сопротивление достаточно велико
и определяется известным выражением
R3 = ^ = р Q,
где р — характеристическое сопротивление контура; Q —добротность; г — активное сопротивление контура.
Первая гармоника анодного тока создаст на контуре падение напряжения
«к =
' а ^ э — h f t v c o s a t — U m K COS (Оt,
где и к , U т к — соответственно мгновенное и амплитудное
значения колебательного напряжения на контуре.
Падением напряжения за счет постоянной составляющей
анодного тока / а „ на активном сопротивлении катушки L,
а также сопротивлением контура высшим гармоникам можно пренебречь. Ток первой гармоники выделит в контуре
колебательную мощность
Р = 0 , 5 / а , UmK = 0 , 5 Л , R3 = 0 , 5 U ^ K / R 3 .
(10)
Эту мощность можно выразить через ток и параметры
контура. Действительно, при резонансе ток в контуре в Q
раз больше тока в цепи питания контура, поэтому / а , =
- IJQ и
Р - 0,5/1, Rd = 0,5/1, RJQ2 = 0,5/2, г,
где / к , — амплитуда первой гармоники контурного тока.
Если контур расстроен, колебательная мощность уменьшается: появляется сдвиг фаз между анодным током и напряжением на контуре из-за комплексного характера сопротивления контура Р ' = 0 , 5 / a , t / m K cos ф э < Р , г д е ф э —
фазовый угол между напряжением на контуре и первой гармоникой анодного тока.
В процессе работы усилителя одновременно с изменениями напряжения на сетке и анодного тока происходит изменение анодного напряжения. Напряжение на аноде лампы
еа слагается из двух составляющих: постоянного напря%
о
жения питания Еа и колебае
и,
дта.х. лита
тельного напряжения на контуре ы„. Считая положительным направление анодного
тока во внешней цепи катод—
нагрузка—анод и отсчитывая
потенциалы относительно катода, получим, что полярность напряжения и к будет
противоположна полярности
напряжения Еа, поэтому
еа =
£
а
Uи
— ^ти COS Сot.
(И)
Уравнение (11) показывает,
что переменная составляющая
анодного напряжения (ыа =
= —«„) равна по величине и
противоположна по фазе колебательному напряжению на
контуре н к , следовательно,
она противоположна по фазе
первой гармонике анодного
тока и напряжению, возбуждения на сетке.
Поэтому,
когда
ekJ =
=egi шах — Umgl + Egl (cos
Рис. 10. Фазовые соотношения
в усилителе мощности.
— 1), анодное
напряжение
минимально:
ea = ea m i n =
= Еа
U
и
ткш
Такие фазовые соотношения характерны для любой усилительной ламповой схемы с анодной нагрузкой.
На рис. 10 показаны фазовые соотношения в ламповом
усилителе. Напряжение возбуждения подано в момент времени tx.
Мощность и коэффициент полезного действия усилителя. Основная задача усилителя — получить заданную по26
лезную мощность в нагрузке при возможно большем
к. п. д. Усиление обеспечивается за счет энергии источников электрического питания ламп усилителя.
Вся мощность Р п , подводимая к усилителю на триоде,
слагается из мощностей анодного и накального питания лампы и мощности возбуждения, подводимой к цепи сетки:
Р в = Ро + Р , + Р в ,
где Р 0 = Е01 а0 — мощность, потребляемая анодной цепью
лампы; Pt = /tU, — мощность, потребляемая
накалом
лампы; Р в — мощность возбуждения, потребляемая цепью
сетки.
Определяя электрический к. п. д. (по анодной цепи), характеризующий соотношение колебательной мощности Р
и мощности Р и , потребляемой анодной цепью, не учитывают
мощности цепи накала, а мощностью возбуждения пренебрегают, так как она мала по сравнению с Р 0 . Полагая, что Р п да
да Р 0 , получим электрический к. п. д. усилителя
г, = р / р 0 = 0 , 5 / 3 l £ / m K / / a o £ a ,
который зависит от соотношения составляющих анодного
тока / а , и /а„ и соотношения переменного и постоянного
анодных напряжений UmK и Еа.
Кроме полезной и подводимой мощностей, усилитель
характеризуется мощностью потерь.
Основные потери энергии происходят в лампе; потерями
в цепи сетки, подводящих проводах и контуре можно пренебречь, так как они составляют незначительную долю всех
потерь. Потери в лампе в основном идут на нагревание
анода:
pa = p 0 _ p = p ( - i - _ l )
f
(12)
где Р а — средние потери мощности на аноде.
Режимы работы усилителя мощности. Энергетические
показатели лампового усилителя мощности (и генератора)
зависят от его режима работы, который, в свою очередь, определяется формой анодного тока и соотношением величин
электронных токов анода и сеток — для усилителя на триоде — управляющей, а для усилителя на пентоде или тетроде — экранной.
Режимы I и II рода. В зависимости от величины смещения различают два основных режима работы: I рода
(рис. 11, а, б) и II рода (рис. 11, в, г, д).
Режимом I рода называется такой режим, при котором
форма анодного тока лампы примерно повторяет форму напряжения возбуждения на сетке и ток проходит через лампу
в течение всего периода напряжения возбуждения.
Р и с , 11. Д и а г р а м м ы р е ж и м о в р а б о т ы у с и л и т е л я при р а з л и ч н ы х у г л а х
отсечки:
а — режим 1 рода ( к л а с с А); б — режим I рода (предельный с л у ч а й ) ; в — режим II рода (класс АВ); « — режим И рода (класс В); d — р е ж и м (I рода
1класс С),
Д л я этого начальная рабочая точка устанавливается
подбором напряжения смещения в средней части линейного
участка характеристики лампы. Режим работы на прямолинейном участке ламповой характеристики называется классом А, Такой режим вследствие малых искажений усиливав28
мых сигналов (коэффициент нелинейности -=» не более 1—
1,5%) широко используется в усилителях напряжения вы
сокой и низкой частоты в радиоприемных и измерительных
устройствах,
В радиопередающих устройствах режим I рода используют реже, в основном в подмодуляторах, В усилителях
мощности высокой частоты и генераторах этот режим не
применяют из-за низкой отдачи мощности.
Предельный случай режима I рода, когда рабочая точка
заходит в область верхнего и нижнего нелинейных участков
характеристики и когда появляются сеточные токи, на практике почти не используется, так как, не приводя к заметному увеличению отдачи полезной мощности, значительно увеличивает нелинейные искажения. В предельном случае режима (рис. 11, б) выполняется условие / а „ да / а , , тогда
к. п, д. усилителя
т, = Р / Р 0 « £ / т к / 2 £ а = £/2.
(13)
Отношение напряжений Uтк и Еа является важным параметром режима работы лампы и называется коэффициентом использования анодного напряжения
В режиме I рода I < 1, поэтому к. п. д. не может достигнуть 50%.
Режимом II рода называется режим работы лампы, при
котором анодный ток не повторяет формы напряжения возбуждения на сетке и некоторую часть периода лампа оказывается запертой.
Начальная рабочая точка подбором напряжения смещения устанавливается на нижнем нелинейном участке характеристики или левее начала характеристики. Важным
параметром режима II рода является угол отсечки анодного тока 0 .
Под углом отсечки анодного тока понимают половину
фазового угла, соответствующего времени прохождения тока
через лампу за период. Например, если время прохождения
тОка за период равно t0, то угол отсечки © = 0,5со/0 (в режиме I рода t0 = Т и 0 = О.бсоТ = 180°).
На рис. 11, в, г, д показаны диаграммы работы в режиме
II рода при различных углах отсечки.
Режим работы при углах отсечки 90л < 0 < 180°, называемый классом АВ (рис. 11, в), применяется в двухтактных
усилителях мощности низкой частоты. Работа при угле отсечки 0 = 90° (рис. 11, г) называется классом В, а при
угле 0 < 90° — классом С (рис. 11,5). Последние два клас-
са являются основными режимами работы усилителей и
генераторов радиопередатчиков. Их основное преимущество — возможность работы с высоким коэффициентом полезного действия (до 70—80%).
Резкие искажения формы анодного тока в режиме II
рода (ток носит импульсный характер), а следовательно,
и появление гармоник не имеют первостепенного значения,
так как наличие анодной нагрузки, обладающей фильтрующими свойствами, позволяет ослабить величину гармоник,
снизив ее до допустимого значения.
Кроме указанной классификации режимов, существует
разделение режимов в зависимости от величины токов управляющей сетки. Различают буферный, недонапряженный,
критический и перенапряженный режимы.
Буферный режим. В этом режиме лампа усилителя работает без токов управляющей сетки, поэтому мгновенное
сеточное напряжение должно быть всегда отрицательным.
Это условие, очевидно, выполняется при соблюдении
неравенства
= Umgl -f Eg, < 0
или
Umgl<\Egl
|.
Буферный усилитель почти не потребляет мощности от
своего возбудителя и оказывает весьма слабое влияние на
последний. По этой причине буферный режим, как правило,
используется в первом усилителе, следующем за генератором.
Недонапряженный режим. Недонапряженный режим наблюдается при малых токах управляющей сетки, которые
существенно не влияют на форму анодного тока. При этом
в режиме I рода искажения формы анодного тока будут не
велики и его форма будет близка к форме напряжения возбуждения (рис. 12, а), а в режиме II рода импульс анодного тока будет остроконечным косинусоидальным (рис. 12, б).
Недонапряженный режим не позволяет получить от
усиления максимальную полезную мощность и высокий
к. п. д., что ограничивает использование режима умножителями частоты и модулируемыми усилителями при некоторых видах модуляции (например, сеточной).
Перенапряженный режим. Перенапряженный режим характеризуется большими токами управляющей сетки, которые появляются при переходе рабочей точки характеристики лампы в область перераспределения токов, когда наблюдается спад анодного и возрастание сеточного токов,
30
В результате этого процесса при работе в режиме I рода будет искажаться положительная полуволна анодного
тока, в вершине которой появится провал (рис. 12, в), и фор-
ма анодного тока не будет соответствовать форме напряжения возбуждения.
При работе в режиме II рода искажается остроконечная
форма импульса, в вершине которого также появляется
провал (или седловина), свидетельствующий о росте сеточ-
ного тока. При этом он имеет форму остроконечных импульсов (рис. 12, в, г).
Рассмотренный режим обычно называют слабоперенапряженным. При дальнейшем увеличении амплитуды напряжения возбуждения рабочая точка характеристики лампы может зайти в область, где анодный ток падает до нуля, и в
лампе остается только сеточный ток, при этом увеличивается
провал анодного тока, импульс анодного тока раздваивается, а сеточного — резко возрастает (рис. 12, д). Такой режим работы называют сильноперенапряженным.
Из уравнения (6), полагая E'glo « 0, что справедливо
для большинства ламп, и приняв eRl =
и еа —
max
= е а m f n , получим приближенные условия напряженности
режима при действии в цепях усилителя переменных напряжений:
для недонапряженного режима
шах
|"lg,
mini
(14)
fig, ^а mim
(15)
для критического режима
£gj max ^
для перенапряженного режима
egl m;-.x > —fig, еа min-
(16)
Исследования показывают, что в слабоперепапряженном
режиме наблюдается максимум к. п. д., хотя этот максимум
выражен не резко. Полезная мощность, мощность потерь
на аноде и подводимая мощность падают с увеличением напряженности режима, что объясняется уменьшением постоянной составляющей и первой гармоники анодного тока
вследствие уменьшения продолжительности и высоты импульса, а также изменения его формы.
Перенапряженный режим ставит лампу в более легкие
условия работы, чем недонапряженный, но для цепи сетки
он тяжелее. Д л я перенапряженного режима характерно
большее постоянство выходной мощности и выходного напряжения при изменении сопротивления нагрузки.
Перенапряженный режим часто используется в усилителях для получения высокого к. п. д. и большей стабильности
амплитуды колебательного напряжения в диапазоне частот.
Кроме того, его используют при некоторых видах модуляции.
Недостаток перенапряженного режима — большие сеточные токи, а следовательно, и мощность возбуждения —
32
не имеет существенного значения благодаря высокому коэффициенту усиления генераторных ламп по мощности.
Переход из недонапряженного в перенапряженный режим происходит через пограничный, или критический, режим (рис. 12, ё). Этот режим характеризуется остроконечным или слегка уплощенным импульсом анодного тока,
причем высота импульса достигает максимума. Сеточные
токи еще малы, но при дальнейшем увеличении напряженности произойдет резкое перераспределение токов в лампе.
Лампа выдает в нагрузку максимально возможную полезную мощность при к. п. д., близком к максимальному. По
указанным причинам критический режим является основным
для усилителей и генераторов.
Тот или иной режим можно получить подбором нагрузки
усилителя, величин напряжений возбуждения и смещения.
Напряженность режима экранированных ламп в основном определяется величиной токов экранной сетки.
§ 6. Д И Н А М И Ч Е С К И Е И Н А Г Р У З О Ч Н Ы Е ХАРАКТЕРИСТИКИ
Л А М П О В О Г О УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Динамические характеристики. Кривая, отражающая
зависимость анодного тока от одного из напряжений, например анодного, при непрерывных изменениях другого напряжения (сеточного) будет представлять собой геометрическое место точек различных статических характеристик.
Эта кривая называется динамической характеристикой
лампы.
Так как динамическая характеристика определяет взаимную связь мгновенных значений тока t a и напряжений
egl и еа, то ее можно построить как в сеточных (ia, egt), так
и анодных (г а , еа) координатах.
Форма динамической характеристики зависит от режима
работы усилителя, т. е. от выбора начальной рабочей точки,
напряжения возбуждения, величины нагрузки и т. п., поэтому при помощи динамических характеристик можно
построить графически импульсы анодного тока и произвести
наиболее точный расчет режима работы графоаналитическим
способом, который используется при исследовании схем.
Идеализированная сеточная динамическая характеристика в недонапряженном режиме представляет собой прямую
линию с меньшей, чем у статической характеристики, крутизной.
2
Зак. 2 4 9
33
Анодная динамическая характеристика также является
- прямой, исходящей из точки при еа — Еа. Угловой коэффициент характеристики отрицателен, а по величине зависит
от сопротивления нагрузки
tg а = -
1/Я э или ctg р -
R3.
(17)
Наличие отрицательного углового коэффициента объясняется противофазностью ia и <?а в динамическом режиме работы.
Линия
Рис. 13. Идеализированные динамические характеристики усилителя
на триоде и импульсы анодного тока при активной нагрузке:
а —сеточные характеристики; 6 —анодные характеристики и импульсы анодного тока.
В перенапряженном режиме форма динамических характеристик делается более сложной.
На рис. 13 представлены идеализированные динамические
характеристики, построенные при различных напряжениях
на контуре UmH, U'mK, U"mK и U"'mK, соответствующих
четырем различным нагрузкам и коэффициентам использования.
Характеристика / соответствует недонапряженному режиму, и ее конечная точка а лежит на статической характеристике при egl = eg, m a x ; форма импульса будет остроконечной косинусоидальной. Характеристика 2 соответствует
34
критическому режиму, ее конечная точка б лежит на переломе статической характеристики, т. е. на линии критического режима; форма импульса тоже остроконечная. Характеристика 3 соответствует слабоперенапряженному режиму,
в импульсе анодного тока появляется провал. Продолжением характеристики в области левее точки в, лежащей на
линии критического режима, является участок этой линии
между точками в и д. Характеристика 4 соответствует сильноперенапряженному режиму. Для нее e'a m i n < О, а продолжением динамической характеристики служит участок
линии критического режима от точки г до нуля, затем участок оси абсцисс 0ж. Импульс анодного тока раздваивается.
Нагрузочные
характеристики
усилителя.
Нагрузочные
характеристики усилителя представляют собой зависимости
его основных энергетических показателей (токов / а „, / а , ,
/ к ,, напряжения UmK, мощностей Р, Р0, Ра и к. п. д., >|)
от величины эквивалентного сопротивления анодной нагрузки R 3 при постоянных значениях напряжений анодного питания Е а и амплитуды напряжения возбуждения U m g l .
Нагрузочные характеристики часто дополняются графиками зависимости от R3 токов сеток lglo и Igl и коэффициента использования
На рис. 14 представлены типовые нагрузочные характеристики усилителя и указаны области различных режимов.
При изменении сопротивлений нагрузки меняется напряженность режима усилителя. Так, при равенстве сопротивления нагрузки оптимальному значению (Ra = R3 кр) наблюдается критический режим, обеспечивающий получение
максимальной полезной мощности и максимального тока
в контуре.
При уменьшении нагрузки, когда R3<Rэ
к р , режим
делается недонапряженным и наблюдаются следующие явления:
1) увеличивается высота импульса анодного тока, а следовательно, и его составляющие / а „ и / а , ; их увеличение
при изменении эквивалентного сопротивления от R 3 к р до
нуля сравнительно невелико— не больше 15—20% от значений критического режима;
2) резко снижаются амплитуды колебательного напряжения на контуре U m K и контурного тока / к „ а также коэффициент использования
3) резко снижается полезная колебательная мощность Р
и коэффициент полезного действия т|, а мощность рассея2*
35
ныи.
режим
режим
режим
Нерабочая
область
t
Рис. 14. Нагрузочные характеристики усилителя.
ния на аноде Ра = Р0 — Р, увеличиваясь, достигает максимальной величины Ра — Р0 при R„ = 0, которая обычна
оказывается значительно больше допустимой мощности рассеяния.
Минимально допустимая величина эквивалентного сопротивления нагрузки R s m ( n в большинстве случаев определяется допустимой величиной мощности рассеяния на
аноде Ра дОП, как это видно из рис. 14, где показана нерабочая область характеристик, в которой Ра > Ра доп.
При увеличении сопротивления нагрузки свыше оптимального значения, когда R s > R e H V , режим делается перенапряженным. При этом наблюдаются следующие явления:
1) происходит деформация импульса анодного тока
и уменьшение его высоты, что приводит к уменьшению составляющих тока /а„ и / а ,, причем / а , убывает с ростом
нагрузки более резко, чем / а о , так как влияние деформации
импульса сказывается на величине этой гармоники более
сильно, чем на постоянной составляющей; одновременно
с этим увеличивается ток экранной сетки и в меньшей степени ток управляющей (в лампах с экранной сеткой напряженность режима в основном определяется по экранной сетке);
2) амплитуда колебательного напряжения UmK и пропорциональный ей коэффициент использования анодного
напряжения | с ростом напряженности увеличиваются
незначительно, так как U m K равно произведению двух величин R a и / а , , изменяющихся в противоположных направлениях; контурный ток также уменьшается, но менее резко,
чем в недонапряженном режиме;
3) снижаются полезная и подводимая мощности, первая
в основном за счет снижения / а ,, вторая в результате снижения / а „, причем спад полезной мощности будет более
медленным вследствие некоторого роста LJmK.
На границе слабо- и сильноперенапряженного режимов
(g = 1) полезная мощность уменьшается примерно на 25—
30% от ее максимального значения. Мощность рассеяния на
аноде убывает монотонно.
К. п. д. при переходе в перенапряженный режим несколько увеличивается вследствие увеличения коэффициента использования и достигает максимума в слабоперенапряженном режиме, близком к критическому. Затем происходит
незначительнный спад к. п. д. за счет более резкого спада
Р по сравнению со спадом Р0.
Нагрузочные характеристики можно получить опытным
путем или вычислить аналитически. Точный аналитический
расчет весьма сложен. Более
простой и достаточно точный
метод расчета нагрузочных
характеристик был предложен
Б. С. Агафоновым [11, который ввел эмпирические коэффициенты А и В, зависящие
от отношения величины эквивалентного сопротивления нагрузки R э к оптимальному
сопротивлению критического
режима R a к р :
А, В
1,06
1,0
0,94
0,86
0,73
0,7
0,62
А =
0,54
я -
0,5
1
1,5
2
ф (х) =
«Pi (•*) =
/ао//а,
кр;
( I J I a , кр) 2 *,
X
Де x — R J R w v Графики
коэффициентов приведены на
рис. 15.
Определив х для данного режима, находят токи и мощности:
n
г
к
«
ные характеристики
Рис. 15. Обобщенные нагрузоч-
fa„ — AIзв
кр',
Pq — AP0i.^
I
_ l / — /
•
Р-ВР
'
'а, — у х 'а, кр,
' — игкр
§ 7. ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ
В РАЗЛИЧНЫХ РЕЖИМАХ
РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
( 1 8 )
В последние годы нашими учеными проведена большая
исследовательская работа по созданию теории инженерного
расчета режимов современных генераторных ламп. Эта работа показала, что инженерный аналитический расчет режимов при веерообразной идеализации характеристик является весьма сложной задачей. Поэтому наиболее целесообразно использовать в качестве основы расчета метод
классической кусочно-линейной идеализации с введением
ряда изменений и дополнений, учитывающих особенности
характеристик и параметров современных ламп.
Было предложено несколько методов, среди которых следует отметить методы Б. С. Агафонова [1] и В. А. Хацкелевича [16].
Расчет усилителя мощности слагается из расчета режима,
т. е. выбора типа лампы и определения напряжений и токов,
действующих в усилителе, мощностей и к. п. д., а также из
расчета колебательного контура, который должен обеспечить нужную нагрузку для лампы, настраиваться на любую
частоту рабочего диапазона и обладать высокими фильтрующими свойствами.
При расчете режима некоторые электрические величины
принимаются заданными, поэтому существует несколько
методов расчета, различающихся по начальным условиям.
Наиболее распространены расчеты по заданной и максимальной полезной мощности, предельной подводимой мощности,
напряжению анодного питания и т. д.
Как указывалось выше, форма анодного тока может
в значительной степени отличаться от синусоидальной. Несинусоидальный (но периодический) ток является сложным,
многоволновым и состоит из большого числа гармоник.
Такое понимание сложного тока позволяет произвести его
графическое или аналитическое разложение с помощью
тригонометрического ряда Фурье.
На практике применяется аналитический метод разложения, при котором пользуются идеализированными характеристиками лампы и по уравнениям характеристик определяют зависимость i a = ф (со/). Затем разлагают функцию
в ряд Фурье и определяют / а „ и / а , .
Ниже приводится методика расчета недонапряженного
и критического режимов работы усилителя, в которых импульс анодного тока принимается остроконечным (или слегка
уплощенным) и косинусоидальным.
Расчет усилителя мощности в перенапряженном режиме
значительно усложняется ввиду необходимости учета степени напряженности, от которой зависит форма импульса
анодного тока.
Современные методы расчета перенапряженного режима,
когда импульс анодного тока со впадиной рассматривается
как разность двух импульсов условных токов, изложены
в работах Б. С. Агафонова, В. А. Хацкелевича и др. [1,
12, 16].
При расчетах обычно оперируют коэффициентами разложения импульса, под которыми понимают отношение постоянной составляющей или амплитуд соответствующих
гармоник к высоте импульса i a m a x (максимального тока
в импульсе). Введение понятия коэффициентов разложения
позволяет исключить из рассмотрения высоту импульса
и определить влияние угла отсечки анодного тока на гармоники.
Коэффициенты
разложения
а 0 = / а „Л'а max! a i —'
= /a./f'amax и т. д. являются функциями угла отсечки ©,
причем вид зависимости определяется формой импульса.
На рис. 16 представлены графики основных коэффициентов разложения, а также отношения 7 = а х / а 0 .
е
Рис. 16. Графики коэффициентов разложения коеинусоидального импульса.
Коэффициенты разложения уменьшаются с увеличением
номера гармоники и имеют один или несколько максимумов
при различных углах отсечки, например: а 0 при 0 = 180°;
при 0 = 120°; а 2 при 0 = 60°; а 3 при 0 = 40°; а п при
0 = 1207л. Изменение знака а 3 , а 4 и т. д. указывает на изменение фазы гармоники.
Уравнение импульса анодного тока в недонапряженном
и критическом режимах в интервале его существования
0 <
«а < ' а max
(19)
можно получить из уравнения (3), подставив в него развернутые значения мгновенных напряжений egl и еа [уравнения
(8), (11)] и использовав граничные условия неравенства (19):
ie =
= S [Egj + DEa -E'gl
о + (Umgl -DUmK)
cos Ы]
(20)
откуда при со/ — О
; а = 0, т, е.
£e, + DEa - E g , о + (i7 mgl - DUmK) cos 0 = 0.
(21)
Вычитая из уравнения (20) уравнение (21), получим
<а = 5 (Umgt - DUmK) (cos со/ - cos в ) .
При со/ = 0
г'а - 'а тах
(22)
:
'« max = S (Umgl-DUmK)
(1 - cos ©).
(23)
Из (22) и (23) можно получить следующее аналитическое
уравнение импульса анодного тока:
cos со/—cos 0
1 — cos 9
(24)
Из этих уравнений и выводятся основные расчетные формулы напряжений смещения и возбуждения, а т а к ж е коэффициента использования анодного напряжения, справедливые как в недонапряженном, так и в критическом режимах:
Egl =
и
« * =
gl
-
('a max cos 0
I„
— - = E'glg>
S (1 — cos 0)
J ' T » i
S(1—COS©)
+
Dt/
""
=
COS0
2»
,
S ^ ( 1 - c o s 0)
+
«Set!/(1—cos
/ "
й10)
DUmK
(25)
'
(26)
Наиболее простое и достаточно точное выражение для
расчетной формулы критического коэффициента использования, справедливое для триодов, пентодов и лучевых тетродов, можно вывести из уравнения анодного тока (5), подставив в него значения максимального напряжения на сетке (egl = e g i m a x ) и минимального на аноде (еа = e a m l n )
при выполнении условия критического режима [уравнение
(6)1:
' a max к р
=
max
^
е
ят\п — Е&
— ^Si 0 + ^еа
U mK = E a (1
max — Egl о
Hg, 6а
mln)>
£);
т1п.
Используя эти уравнения и приняв £ = £ к р . получаем
( D - rgi/
ц в1 ) "a
еа mln
(Z3—
( 1 — Ькр/
£ к р ) Еа,
ю1п = S v
a max кр, = иS V"
rgi/v*
4
откуда следует, что
1кР =
1 -
[t'a max к р №
(
D
~
Так
как величина S (D — p,gl) = SK,
то окончательно
£ к р = 1 —('amax к р / 5 к £ а ) -
(27)
У тетродов из-за динатронного эффекта остаточное напряжение на аноде будет больше, а | к р меньше:
ок с а
са
где Цд-— коэффициент динатронного эффекта.
Из уравнения (27) следует, что £ к р увеличивается с увеличением крутизны линии критического режима, анодного
напряжения и с уменьшением высоты импульса. Кроме того,
у тетродов и пентодов | к р зависит от напряжения экранной
сетки, а у пентодов также и от напряжения защитной сетки.
Это объясняется зависимостью расположения линии критического режима данных ламп от напряжений Egl и Egs.
При Egз > 0 крутизна линии критического режима будет
больше, e a m i n — меньше и коэффициент использования увеличится.
Д л я повышения к. п. д. усилителя желательно работать
с большими величинами Е к р . На практике для триодов и пентодов £ к р = 0,85—0,95, для тетродов | к р = 0,7 — 0,75.
Угол отсечки в сильной степени влияет на режим работы усилителя и определяет величины а 0 , а х и 7, а следовательно,
Р и г). Если, например, в = 90°, то у = 1,57, т. е. к. п. д.
т] увеличивается по сравнению с режимом I рода (7 = 1)
в 1,57 раза при одной и той же полезной мощности.
Вводя в формулу к. п. д. коэффициенты разложения а 0
и а и коэффициент использования лампы по напряжению,
получаем
Р
1.
1
1
Л = — = а'6 а =
-£= —
V(29)
Р0
2 laoEa
2
а0
2
>
Рассмотрим основной вариант расчета режима современных генераторных ламп, а именно расчет критического (или
недонапряженного) режима по заданной полезной мощности.
Исходными данными для расчета являются заданная полезная мощность лампы Р в критическом режиме и угол отсечки анодного тока 0 = 50—70°. Форма импульса анодного тока предполагается остроконечной косинусоидальной
или слегка уплощенной с верхним углом отсечки 0 ' =
= 15—30°.
42
Расчет усилителя начинают с выбора типа лампы по ее
номинальной полезной мощности Р ц .
Номинальная мощность Р ц должна быть равна или несколько больше заданной мощнбёти Р .
Вторым фактором, определяющим выбор лампы, является предельная мощность рассеяния на аноде Р а доп, поэтому, задавшись наиболее вероятным значением к. п. д., определяют ориентировочное значение Ра и сравнивают его
с
Ра дол- При этом должно выполняться соотношение Ра =
= Р (I — т])/л < Ра доп- При
п = 0,7 Я а д а О , 4 3 Р <
^ Ра доп- Выбрав лампу, по справочнику определяют номинальные напряжения ее питания: Еа, Egl, Egt; величину
напряжения запирания идеализированной характеристики
E'gl; крутизну линии критического режима 5 К ; коэффициент
напряженности
и предельно допустимую мощность рассеяния на аноде и сетках. Кроме того, необходима величина
расчетной крутизны 5 (при egl = egl тах
и еа = е а т)п).
Если параметры 5 К ,
Egl и 5 не указаны, их можно
определить по характеристикам лампы.
Можно рекомендовать следующий порядок расчета по
заданной мощности.
1. Задавшись нижним углом отсечки 0 , по таблицам или
графикам определяют коэффициенты а 0 , ах, у и {5Х = а х (1 —•
— cos 0).
2. Определяют критический коэффициент использования анодного напряжения
|кр
= 1-
(2P/a1SKEl).
(30)
Если необходима работа в недонапряженном режиме, то
для дальнейшего расчета принимают рабочее значение £ <
"С 1кр3. Определяют амплитуду колебательного напряжения
4. Определяют составляющие
амплитуду первой гармоники
/а, =
2 Р/ИТЮ
анодного
тока:
(31)
постоянную составляющую / ао = / а J y 5. Определяют мощность, потребляемую в цепи анода
Р0 = /а„£а> и мощность^рассеяния на аноде Ра = Р0 — Р,
которая должна быть меньше допустимой.
6. Определяют к. п. д. анодной цепи г) = (Р/Р0)ЮО%.
43
7. Определяют эквивалентное сопротивление нагрузки,
обеспечивающее критический режим:
Ra ~ Каир — U m K /I a i .
'
(32)
8. Определяют напряжения в сеточной цепи. Напряжение возбуждения вычисляется по расчетной формуле (26),
напряжение смещения — по расчетной формуле (25).
Чтобы уменьшить погрешность при определении U m g l
и Egl, для ламп с протяженным нижним участком характеристики в формулы (25) и (26) вводят поправку, после чего
они примут вид:
Е в 1 « 1 , 1 ^E g l
— cos© j ;
Umgl& 1,1-^-.
(33)
• Рассмотренная методика расчета полностью справедлива
и при уплощенной форме импульса анодного тока.
Подробные исследования показали, что обычно верхний
угол отсечки 0 ' составляет 20—30% от нижнего. В этом
случае коэффициенты разложения а 0 и а 1 определяют по
таблицам для уплощенного импульса по принятым углам
отсечки 0 и 0 ' , а режим рассчитывают по приведенным формулам, за исключением формулы напряжения возбуждения,
которая видоизменяется:
U m g l « / а . / S a j (cos 0 ' — cos 0 ) .
(34)
В тех случаях, когда значение Pn неизвестно или недостоверно, применяют другие методы расчета [1].
Цепь управляющей сетки. Точный расчет цепи сетки
труден, особенно в недонапряженном и критическом режимах. Трудности вызваны сложностью и неустойчивостью характеристик сеточного тока, а также их конфигурацией, зависящей от величины переменной составляющей анодного
напряжения, сопротивления автоматического сеточного
смещения и динатронного эффекта сетки.
Только в перенапряженном режиме, когда резко возрастают сеточные токи, характеристики их будут достаточно
закономерными.
Потери в цепи сетки в недонапряженном и критическом
режимах малы по сравнению с мощностями в анодной цепи,
тем не менее их необходимо учитывать, так как наличие сеточных токов вызывает нелинейные искажения напряжения
возбуждения и, следовательно, рост гармоник в анодной цепи. Искажения вызваны тем, что участок сетка — катод лам44
пы является нелинейным сопротивлением, величина которого в моменты положительных напряжений на сетке уменьшается до сотен, даже десятков ом. Напряжение на данном
участке падает , и синусоидальное напряжение возбуждения
оказывается искаженным. Кроме того, наличие сеточных токов приводит к дополнительной нагрузке контура возбудителя (предыдущего усилителя или генератора) мощностью,
расходуемой в цепи сетки, что влияет на его режим. Если
возбудителем является генератор, то такая нагрузка приводит к ухудшению стабильности частоты.
Чтобы рассчитать цепь сетки, необходимо знать форму
импульса сеточного тока. При ориентировочных расчетах
принимают линейную идеализацию динамической характеристики и косинусоидальную форму импульса тока и определяют угол отсечки из условия
eg,\a,t=eg,
= Umtl CQS Qg, + Eg, = О,
откуда
cos Qgl = -EgJUmgi.
(35)
Затем, определив высоту импульса по характеристике
при максимальном напряжении на сетке и минимальном на
аноде, вычисляют составляющие сеточного тока по формулам:
Ig, 0 = OCOg, ig, max I
/g, 1 = « l g , ' g , max
(36)
и мощность возбуждения в цепи сетки Р в = 0,5U m g l I g t .
Эта мощность расходуется на нагревание проводов сетки
Pgl (мощность рассеяния), а часть ее теряется в источнике
напряжения смещения P g l C „ :
PB = Pe, + Pg, си.
(37)
Мощность возбуждения в источнике смещения затрачивается только в том случае, когда смещение отрицательно
(Egi < 0); при этом P g , см = | Eg, \ Ig,0 и мощность рассеяния
Pgl = Р в _ Pg, eU = 0,5 Um g, / g . l — I Eg, I Igl 0.
(38)
Если смещение положительно (Eg, > 0 ) , то источник
смещения расходует свою энергию на нагревание сетки.
В этом случае мощность рассеяния будет больше:
Pg, = Р , + Pg, см = 0 , 5 U m g , /g, i + Egl Ig, о,
где P g l см = Eg, I g , о.
(39)
Из уравнений (38) или (39) определяется мощность рассеяния на сетке, которая должна быть меньше допустимой:
Pgt ^ -^ginonБолее простым способом приближенного расчета цепи
сетки является метод непосредственного определения составляющих сеточного тока по анодному. В этом случае
используют следующие проверенные практикой соотношения:
для триодов I g l о « (0,05 -4- 0,15) / а 0
J. (40)
для тетродов и пентодов I g l 0 « (0,02
0,1) / а 0
Полагая угол осечки достаточно малым (0 Й 1 ^ЗОч-4О°),
принимают Yg, = a I g l / a 0 ? 1
2 и находят составляющую
тока Igxi — ygl Igl0
2 / g l о, тогда Р в = 0,5U m g , Ig, i «
ж Umgl Ig, o.
Цепь экранной сетки. Особенность работы экранной сетки
лампы усилителя мощности заключается в том, что переменный потенциал сетки всегда должен быть близок к нулю.
Выполнение этого требования необходимо для снижения паразитной связи цепей анода и управляющей сетки через проходную емкость лампы C a g l . Для этой цели экранная сетка
блокируется на катод достаточно большой емкостью Cgl,
сопротивлением которой току высокой частоты можно пренебречь.
Максимальное значение импульса тока экранной сетки
ig, max наблюдается в тот же момент времени, когда ток управляющей сетки достигает максимума, т. е. при
e
gi ^
e
gi
max
==
Umg,
4"
Eg,
И
еа
m
in =
Ea
U
т к
.
Вследствие вогнутости реальной динамической характеристики тока экранной сетки импульс его в значительной
степени отличается от косинусоидального и подобен по форме
току управляющей сетки.
Угол отсечки тока зависит от взаимного расположения
начальных участков веерообразных характеристик анодного и экранного токов. Д л я ламп с общей начальной точкой
характеристик анодного и экранного токов углы отсечки
равны:
cos 0 = cos Og, — (Egi — Egl)/Umgl.
(41)
Для ламп, у которых веер характеристик экранного то-,
ка смещен вправо, угол отсечки уменьшается и cos 0 g ! =
= (Egl — Egl)/Umgl,
где E"gi — напряженно запирания
/*,•
•
• •
4&
При расчете цепи экранной сетки следует учитывать только постоянную составляющую тока Igi = k0g,a0g,igl
max,
где ig, max — высота импульса тока экранной сетки; a o g l —
коэффициент разложения импульса экранного тока;
да
да 0,6
0,7 — эмпирический коэфициент, учитывающий
остроконечность импульса.
Высота импульса igt ш а х определяется по семейству характеристик при egl max И eaminМощность рассеяния экранной сетки зависит от тока
и постоянного напряжения сетки {Pgl — Ig,Egl)
и должна
быть меньше допустимой:
PGI ^
P G I ДОП-
Эквивалентные схемы усилителя мощности. П р и иссле-
довании и расчете усилителей и генераторов широко используется метод эквивалентных схем, позволяющий упростить
ряд расчетов и свести сложные радиотехнические схемы
к простейшим электротехническим аналогам.
Эквивалентная схема представляет собой схему данного устройства (усилителя, генератора и т. п.) только для
переменного тока данной частоты (например, первой гармоники), прохождение других составляющих токов в эквивалентной схеме не учитывается.
При составлении эквивалентной схемы элементы, имею-,
щие малое сопротивление переменному току, считаются короткозамкнутыми и в схеме не указываются (например, блокировочные, разделительные и фильтровые конденсаторы)
Колебательный контур заменяют его эквивалентным сопротивлением, лампу — эквивалентным генератором напряжения или тока (рис. 17). В первом случае заменяющий
лампу эквивалентный генератор напряжения (рис. 17, а)
вырабатывает переменное напряжение с амплитудой и т э =
= ti^mg,. которая не зависит от нагрузки. Генератор последовательно соединен с сопротивлением лампы R' i k Во
втором случае заменяющий лампу эквивалентный генератор
тока (рис. 17, б) вырабатывает ток с амплитудой / т э
= SUmgl,
не зависящий от нагрузки, и работает на сопротивление лампы R'[.
Нетрудно видеть, что обе эквивалентные схемы аналогичны друг другу: они дают одинаковое напряжение на участке
анод— катод и имеют одинаковые сопротивления, равные
сопротивлению лампы RI.
Эквивалентные схемы настроенного лампового усилителя представлены на рис. 17, в, е.
Правильность эквивалентных схем подтверждается уравнением тока / а ,, которое легко получить из уравнения (23):
/ а . =
mg i
Ri
aj(l—cos©)
(42)
+ R3
где RI = ^ j / a j (1 — cos 0 ) = a t R i *— приведенное внутреннее сопротивление лампы; a t = 1 / ^ (1 — cos 0 ) —
коэффициент приведения внутреннего сопротивления.
Рис. 17. Эквивалентные схемы:
в — усилительной л а м п ы как генератора переменного н а п р я ж е н и я ; б — усилительной лампы как генератора переменного тока; в — усилителя с генератором н а п р я ж е н и я ; г — усилителя с генератором тока;
Приведенное сопротивление является внутренним сопротивлением лампы усилителя в режиме II рода. С уменьшением угла отсечки увеличивается время, в течение которого
лампа не проводит тока, а ее сопротивление бесконечно велико, в результате чего увеличивается также среднее сопротивление лампы за период.
Рассмотренные выше эквивалентные схемы (рис. 17, в, г)
справедливы только для недонапряженного и критического
режимов усилителя.
В перенапряженном режиме форма импульса анодного
тока делается сложной, с седловиной в вершине. Величина
амплитуды напряжения возбуждения влияет на ширину
и глубину седловины и верхний угол отсечки анодного тока
таким образом, что амплитуда первой гармоники анодного
тока остается почти постоянной. Основное влияние на величину / а , в этом режиме оказывает величина анодного напряжения.
§ 8. СХЕМЫ У С И Л И Т Е Л Е Й МОЩНОСТИ
Ламповый усилитель мощности содержит активный элемент — электронную лампу и полезную нагрузку в виде
колебательного контура и обязательно предполагает наличие входных и выходных зажимов. Так как лампа имеет три
основных электрода — катод, управляющую сетку и анод—
возможны три варианта построения схем усилителя в зависимости от того, какая пара электродов используется в качестве входной или выходной и какой электрод будет общим
для входа и выхода.
В большинстве случаев общий электрод соединяется
с корпусом передатчика и заземляется.
Поэтому различают схемы с общим (заземлением) катодом,
когда входное напряжение подается на участок сетка—
катод, а выходная мощность снимается с участка анод—
катод, общей (заземленной) сеткой, когда входное напряжение действует на участке катод—сетка, а выходом является
участок анод—сетка, и, наконец, схема с общим (заземленным) анодом, в которой входом является участок сетка—анод,
а выходом — катод — анод.
Выше (§§ 5—7) были рассмотрены вопросы теории и расчета усилителя на примере схемы усилителя с общим катодом (рис. 9), так как эта схема наиболее распространена
в радиопередающих устройствах благодаря возможности
получения большего усиления по мощности, удобства согласования выхода с последующими цепями и достаточно
высокой устойчивости работы.
Особенность этой схемы, как уже указывалось выше, заключается в повороте-фазы выходного сигнала на 180° по
сравнению с входным.
Второй схемой, получившей в последние годы широкое
распространение, является схема с общей (заземленной)
сеткой.
Эта схема, изобретенная еще в 1929 г. М. А. Бонч-Бруевичем, долгие годы почти не использовалась в технике радиопередающих устройств ввиду того, что в наиболее распространенных в то время диапазонах длинных и средних волн
она не имела преимуществ перед основной схемой усиления
с общим (заземленным) катодом.
В настоящее время схема с заземленной сеткой широко
применяется в передатчиках дециметровых, метровых и частично коротких волн, так как обеспечивает высокую устойчивость работы усилителей на триодах.
На рис. 18 представлены варианты схемы усилителей
с общей сеткой. Сетка обязательно должна иметь нулевой
высокочастотный потенциал относительно земли.
Постоянный потенциал сетки относительно земли может
и не быть равным нулю и зависит от схемы включения источника сеточного смещения. Например, на рис. 18, а источник
смещения включен между землей и источником напряжения
возбуждения и сетка непосредственно заземлена по постоянному и переменному токам; на рис. 18, б источник смещения
Р и с . 18. С х е м ы у с и л и т е л е й с о б щ е й с е т к о й :
с — сетка непосредственно заземлена по постоянному н переменному
току;
б — источник смещения включен на участке сетка — з е м л я в л а м п е прямого
накала.
включен между выводом сетки и землей, при этом сетка
имеет относительно земли постоянный потенциал, равный
напряжению смещения, и нулевой переменный потенциал,
так как сопротивление блокировочного конденсатора на
высокой частоте весьма мало.
При отсчете потенциалов от общего электрода (сетки)
катод лампы в большинстве случаев имеет положительный
потенциал относительно сетки, что эквивалентно подаче на
сетку отрицательного потенциала относительно катода, как
в схеме с общим катодом. Так как катод, кроме того, находится под высокочастотным потенциалом напряжения возбуждения относительно общего заземленного электрода, то
в схемах с лампами прямого накала в цепь катода должен
быть включен дроссель высокой частоты L д , как показано на
рис. 18, б.
Анодный контур усилителя в данной схеме оказывается
включенным на участке анод—сетка. Источник анодного
питания включен последовательно между контуром и общей
заземленной сеткой, при этом постоянное напряжение между
60
анодом и катодом равно сумме постоянных напряжений анодного источника Еа и источника смещения Egl. Так как обычно | Egt | С Еа, то это изменение постоянного анодного напряжения не учитывают.
Фазовые соотношения напряжений между электродами
в схеме с общей сеткой такие же, как в схеме с общим катодом, однако распределение потенциалов относительно общей
заземленной сетки иное.
Первая гармоника анодного тока проходит через лампу,
входную цепь, блокировочные конденсаторы источников
анодного и сеточного питания (С б л , Cgl) и анодный контур
(L,C).
Колебательное напряжение на контуре ик находится
в фазе с напряжением возбуждения ugl при отсчете потенциала последнего от катода и в противофазе при отсчете потенциала ugl от сетки.
Переменная составляющая анодного напряжения иак
оказывается равной разности мгновенных напряжений
выходного u a g , — —м1( и входного u Kgl = — u g l :
u
aK
=
M
ag,
« к g, =
U
KJTugi-
При этом напряжение иак противоположно по фазе колебательному напряжению « к , напряжению возбуждения
ugl и первой гармонике анодного тока ia„ как и в обычной
схеме усиления, но будет в фазе с входным напряжением
«Kg,, в отличие от обычной схемы.
Различие величин колебательного напряжения и к и переменной составляющей анодного напряжения иак (в схеме
с заземленным катодом они равны) является одной из важных особенностей схемы. Увеличение колебательного напряжения на нагрузке по сравнению с напряжением анода
на величину напряжения возбуждения указывает на то, что
анодный контур в данной схеме питается от последовательно соединенных ламп и источника возбуждения, часть мощности источника возбуждения тратится на возбуждение
лампы (как и в обычном усилителе), а часть переходит в нагрузку без усиления и добавляется к мощности, выработанной лампой в нагрузке.
Как будет показано в гл. VII, устойчивость работы ламповых усилителей в основном зависит от величины проходной емкости лампы. Если в схеме с общим катодом роль этой
емкости играет емкость С а с ,, то в схеме с общей сеткой проходной емкостью является емкость С а к , которая у триодов
значительно меньше емкости С а g t . Поэтому схема с общей
сеткой и может устойчиво работать на более высоких частотах, чем схема с общим катодом.
Схема с общим анодом, представленная на рис. 19, характеризуется синфазностью входного и выходного напряжений. В этой схеме входное напряжение действует на участке сетка — анод, а выходная мощность снимается с участка
катод — анод.
Схема с общим анодом имеет коэффициент усиления напряжения меньше единицы, так как все выходное напряжение приложено к входу усилителя в противофазе с входным
Рис. 19. Схема усилителя с общим анодом.
и мгновенное высокочастотное входное напряжение на
участке сетка—катод egl = ugl — ик.
С энергетической точки зрения эта схема не имеет преимуществ перед схемой с общим катодом и применяется сравнительно редко, в основном в схемах триодных генераторов
метровых и дециметровых волн, где часто по конструктивным соображениям удобней заземлить анод, связанный
с внешними объемными колебательными контурами или
коаксиальными линиями. Так как катод лампы находится
под высоким высокочастотным потенциалом относительно
земли, то в лампах прямого накала необходимо включение
высокочастотного дросселя, как показано на рис. 18, б в схеме с общей сеткой.
Кроме рассмотренной классификации схем, в усилителях мощности широко используются схемы с последовательным и параллельным включением однотипных ламп при работе на одну нагрузку.
Такие схемы обычно используются в том случае, когда
одна лампа данного типа не может обеспечить заданную
мощность, а другие лампы для этого не подходят.
52
Наибольшее распространение получили схемы с последовательным включением ламп — двухтактные. Эти схемы
так же широко используются при работе на симметричную
нагрузку.
Двухтактные схемы усилителей. Н а рис. 20, а п р е д с т а в -
лен один из распространенных вариантов двухтактной
сложной схемы с симметричным выходом на фидерную линию и с автотрансформаторной связью с предыдущим усилителем. Питание анодной цепи последовательное. На рис. 20, б
показана эквивалентная схема, в которой сопротивления ветвей контура обозначены через х\, х\ и х2. В этой схеме используются две однотипные лампы, катоды которых соединены параллельно, аноды подключены к противоположным
концам колебательного контура, а управляющие сетки —
к противоположным концам катушки связи.
На сетки ламп, кроме одинакового напряжения смещения Egl, подаются напряжения возбуждения, равные по
величине и противоположные по фазе:
е
В*.
'е> =
= "i. +
= " m g . c o s a t + £g.>
"«ft (COS <0/ + Л ) + Eg„
+
где e'g, и e"g, — мгновенные напряжения на сетках ламп
первого и второго плеч схемы; U'mfLl и Umg, — амплитуды напряжения возбуждения на сетках ламп.
Вследствие противофазности напряжений возбуждения
импульсы анодного тока сдвигаются на 180° (рис. 20, в),
в результате первые и нечетные гармоники в плечах схемы
будут в противофазе, а четные — в фазе.
Токи плеч i"a и i"а подводятся к контуру с противоположных направлений, поэтому результирующий ток, питающий
контур, равен их разности: га = Г а — t" a .
Так как нечетные гармоники токов плеч находятся в противофазе, а четные — в фазе, то первые будут суммироваться, а вторые вычитаться:
'А = Ui-П.)
+ (/А, ~ /А.) COS СОt + (Га,— /*,) COS 2(01 + ...
При полной симметрии схемы, когда постоянные составляющие и амплитуды токов плеч равны:
/а0
=
^а,
=
I a„'i
/а,
=
I а, — I а,'-, I ап — I ап = I
ап,
получим Следующее выражение для тока, питающего контур:
ta =
2/а1
COS со/ +
2 / а 3 COS 3 a t +
...
Из этого уравнения можно сделать вывод, что в случае
полной симметрии схемы токи основной частоты и нечетных
гармоник в анодной нагрузке удваиваются, токи же четных
гармоник и постоянные составляющие взаимно компенсируются.
Токи плеч в проводе анодного питания схемы проходят
в одном направлении, и результирующий ток равен их сумме:
'А П =
г'А +
И = 2/а„ +
2 / а , COS 2 Ы +
...
Отсутствие токов основной частоты и нечетных гармоник
в проводах питания объясняется тем, что эти токи в плечах
противофазны, и если в данный момент в одном плече они
имеют направление от контура к аноду лампы, то в другом
плече, наоборот, — от анода к контуру. Таким образом, токи, дополняя друг друга, последовательно проходят через
лампы и контур, не попадая в провода питания. Удвоенный
64
ток 2/ а ,, питающий контур, вызывает в последнем удвоенный контурный ток.
При недостаточной симметрии схемы токи основной частоты и нечетных гармоник заходят в общий провод питания,
однако величина этих токов будет невелика и равна разности
токов плеч.
Постоянные составляющие токов плеч протекают от источника питания через лампы и контур в последовательной
схеме питания и через дроссели и лампы в параллельной
схеме. И в том и в другом случаях для указанных токов лампы оказываются включенными параллельно.
Токи четных гармоник плеч будут иметь одинаковые фазы и в данный момент времени проходят в анодных цепях
ламп в одном направлении. В результате эти токи в контуре
полностью или частично компенсируются в зависимости от
степени симметрии схемы.
Токи четных гармоник будут замыкаться через сопротивления х\ и х"1 (см. эквивалентную схему рис. 20, б)
и провод питания, причем аноды ламп будут иметь одинаковый потенциал четных гармоник и лампы для этих токов
окажутся соединенными параллельно.
В случае полной симметрии схемы обе ветви контура
имеют точки нулевого потенциала. На эквивалентной схеме
(рис. 20, б) показано, что средняя точка левой ветви непосредственно связана с катодом и имеет его нулевой потенциал, а в правой ветви нулевой потенциал имеет средняя
точка сопротивления хг. Непосредственное заземление этой
точки по высокой частоте при полной симметрии схемы не
меняет распределения токов основной частоты и нечетных
гармоник, однако в этом случае образуются как бы две самостоятельные однотактные схемы, нагрузками которых
являются половины анодного контура.
На практике заземление второй средней точки не рекомендуется по следующим причинам: 1) токи четных гармоник при заземлении второй средней точки проходят не только по первой, но и по второй ветви контура, которая связана с нагрузкой, при этом увеличивается прохождение четных гармоник в нагрузку, 2) возможны расстройки контуров плеч при неточном определении средней точки.
Анализируя работу двухтактной схемы усилителя, можно сделать следующие выводы: 1) двухтактная схема позволяет получить лучшую фильтрацию четных гармоник в нагрузке; 2) в проводах питания ослабляются токи основной
частоты и нечетных гармоник, что уменьшает потери энер-
гии и ослабляет паразитную обратную связь через источники
питания; 3) емкости ламп в двухтактной схеме включены
последовательно относительно контура, что уменьшает начальную емкость схемы; это обстоятельство важно при работе на коротких и метровых волнах; 4) двухтактная схема
требует высокого эквивалентного сопротивления контура,
что трудно осуществить, особенно на коротких волнах; кроме того, наличие удвоенного колебательного напряжения
требует улучшения изоляции контура; 5) условием хорошей
работы двухтактной схемы являются ее строгая симметрия
и подбор ламп, близких по параметрам; это удорожает
и усложняет монтаж и регулировку схемы.
Двухтактная схема рассчитывается для одной лампы на
половинную мощность, затем удваиваются постоянные
составляющие тока, потребляемая и полезная мощности,
колебательное напряжение и сопротивление нагрузки.
Напряжение питания, к. п. д. и критический коэффициент
использования анодного напряжения не изменяются.
Возбуждение двухтактных схем усилителя. Для возбуждения двухтактных схем усилителя необходимы два одинаковых по амплитуде, но противоположных по фазе напряжения. Эти напряжения подаются на сетки ламп вместе
с напряжением смещения. Поэтому схема питания сеток ламп
должна быть симметричной относительно земли. Необходимое напряжение возбуждения можно получить как от однотактного, так и от двухтактного возбудителей.
При индуктивной схеме связи с однотактным возбудителем сдвиг фаз на 180э между напряжениями на сетках
обеих ламп достигается заземлением по высокой частотё
средней точки катушки связи.
Лучшие результаты с точки зрения обеспечения хорошей
симметрии дают двухтактные возбудители и однотактные
с индуктивной связью, так как в них легче обеспечить равенство напряжений возбуждения плеч.
В отношении фильтрации гармоник на входе более выгодны двухтактные схемы возбудителей. Однотактные схемы
возбудителей с автотрансформаторной и емкостной связью
имеют тот недостаток, что они несимметричны в отношении
высших гармоник; если возбуждение на одно плечо подается с индуктивной ветки контура, то на другое — с емкостной, а, как известно, фильтрация в этих плечах разная.
Параллельное включение ламп в усилителях мощности.
При параллельном включении электроды ламп соединяются
параллельно. При условии идентичности ламп и симметрии
56
монтажа ток, питающий контур, равен сумме анодных токов ламп:
' а пар ~ ' а ~Ь ' а ~
2/а,
где г"а « Г а = га — анодные токи ламп.
При этом соответственно увеличиваются все составляющие токов лампы, а также полезная и подводимая мощности:
^а 0 пар
=
2/3о;
/ а , пар — 2 / а , ;
Р о пар — 2 Р о !
/ а п пар
^пар =
=
2/ап»
2Р.
Критический режим работы усилителя получается при
определенном оптимальном сопротивлении нагрузки лампы.
При параллельном включении ламп критический режим наступает при меньшем сопротивлении нагрузки, поскольку
увеличивается амплитуда первой гармоники анодного тока.
Например, при включении двух ламп сопротивление
Яэ кр пар = UmKlIа,
пар = UmK/21а,
= R3
кр/2,
(43)
где R s к р — о п т и м а л ь н о е сопротивление нагрузки одной
лампы.
Снижение величины оптимального сопротивления нагрузки является важным преимуществом данной схемы по
сравнению с двухтактной.
Выполнение условия (43) при идентичности ламп позволяет получить удвоенную оптимальную мощность. На практике вследствие разброса параметров ламп, несимметрии
монтажа и возможных фазовых сдвигов напряжений возбуждения на сетках параллельно включенных ламп режимы
их работы окажутся различными и результирующая мощность схемы меньше удвоенной: Р п а р = (1,7 -f- 1,9)Я, где
р — полезная мощность одной лампы в критическом режиме.
При расчете параллельной схемы ее лампы заменяют одной эквивалентной лампой со следующими параметрами:
=
Aiap
=
^Knap
=
2 S 1 ( ; Ri
к пар " 2 C g l к ;
пар
C a g l пар =
Ri',
2Cagl.
Напряжения питания эквивалентной лампы не изменяются.
П а р а л л е л ь н о е включение ламп в основном п р и м е н я е т с я
на средних и длинных волнах. Использование этой схемы
на коротких волнах нецелесообразно из-за увеличения емкости ламп (особенно проходной C a g l ) и монтажа С м .
§ 9. СХЕМЫ
ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ
УСИЛИТЕЛЕЙ
МОЩНОСТИ
Схемы питания анодных цепей. По способу соединения
лампы и нагрузки с источником питания различают две
основные схемы питания анодов: последовательную и параллельную (рис, 21).
Ряс. 21. Схемы питания анодов ламп:
а — последовательная; 6 — п а р а л л е л ь н а я ; в — э к в и в а л е н т н а я
параллельная.
В последовательной схеме (рис. 21, а) лампа, нагрузка
и источник питания соединены последовательно и контур
обтекают в процессе работы переменный и постоянный токи.
Д л я устранения прохождения переменных высокочастотных токов в источники питания используют развязывающий фильтр
Сф. Сопротивление конденсатора фильтра
должно быть в сотни раз меньше эквивалентного сопротивления контура (чтобы не уменьшить колебательного напряжения на нем) и не менее чем в 200—1000 раз меньше сопротивления дросселя: 0,01
1/соСф < 0,005ю1 ф .
Расчетные формулы для определения Ьф и Сф:
Сф>50А/Я3;
где к — в метрах, С ф — в пикофарадах,
ри, R 3 — в килоомах.
(44)
— в микроген-
Фильтр разделяет постоянную и переменную составляющие тока. Переменная составляющая тока проходит через
лампу, конденсатор фильтра С ф и контур, а постоянная —
от плюса источника питания через дроссель Z-ф, катушку
контура L и лампу на минус источника питания.
Источник питания, а также измерительные приборы
необходимо включать в те участки схемы, высокочастотный
потенциал которых относительно корпуса (земли) минимален. Например, в схеме с заземленным катодом источник
питания включают между катодом и контуром, а при работе
с заземленным анодом — между анодом и контуром. Такое
включение важно для уменьшения влияния паразитных
емкостей источника питания и измерительных приборов на
настройку контура. На рис. 21, а показано правильное
и неправильное (пунктиром) включение измерительного
прибора в анодную цепь.
В параллельной схеме питания (рис. 21, б) пути постоянной и переменной составляющих тока разделены с помощью
разделительного конденсатора С р и дросселя L p . Переменная составляющая тока замыкается через контур, С р и лампу. Дроссель представляет собой большое сопротивление
для тока высокой частоты.
Таким образом, дроссель, лампа и контур соединяются
параллельно по переменной составляющей, и дроссель находится под полным колебательным напряжением контура
(рис. 21, в). Для того чтобы разделительные элементы как
можно меньше влияли на работу усилителя, необходимо
уменьшить сопротивление разделительного конденсатора,
так как все колебательное напряжение перераспределяется
между сопротивлениями хр = 1/а>Ср и эквивалентным сопротивлением контура R э , т. е. необходимо выполнить
условие
л:р = 1/соСр < 0 , 0 1 # э или С р > 5 0 X / R 3 .
Конденсатор С р находится под полным постоянным
анодным напряжением и должен выдерживать это напряжение. При пробое конденсатора произойдет короткое замыкание источника анодного питания через дроссель и контурную катушку; дроссель, имеющий обмотку из более тонкого
провода, чем контурная катушка, может выйти из строя.
Дроссель L p , включенный параллельно контуру, изменяет его параметры и увеличивает затухание. Д л я ослабления
вредного влияния дросселя на контур необходимо, чтобы
индуктивность дросселя была в 15—30 раз больше индуктивности контура:
Lp « (15 -j- 30)L.
(45)
При этом потери мощности высокой частоты в дросселе
не превысят 1% от полезной мощности Р .
Кроме того, сопротивление дросселя должно быть значительно больше (в 200—1000 раз) сопротивления разделительного конденсатора на самой низкой частоте диапазона.
Чрезмерное увеличение L p приводит к увеличению собственной емкости дросселя, и на некоторой критической частоте может наступить последовательный резонанс, при котором сопротивление дросселя резко падает. Критическая
частота дросселя зависит от распределенной емкости дросселя и его емкости относительно шасси. Д л я уменьшения
этих емкостей применяют секционную намотку дросселя,
а также тщательно соблюдают правила монтажа, удаляя
высокопотенциальный конец дросселя от шасси и экранов.
Обе схемы анодного питания совершенно эквивалентны
в отношении действия как постоянного, так и переменного
напряжений на лампу.
Шунтирующее действие дрссселя на контур, которое
особенно сильно сказывается с уменьшением длины волны,
ограничивает применение параллельной схемы, поэтому последовательная схема является более распространенной.
Схемы питания цепи управляющей сетки. На управляющую сетку генераторной лампы подается постоянное (обычно
отрицательное относительно катода) напряжение Egl. Кроме того, сетка связана с контуром предыдущего усилителя
или со своим анодным контуром в генераторах для получения напряжения возбуждения.
Возможны два варианта питания сетки: смещение от автономного источника (батарея аккумуляторов, выпрямитель
и т. п.) и автоматическое смещение за счет падения напряжения на сопротивлении при прохождении сеточного, катодного или накального тока. Как автономное, так и автоматическое смещения можно построить по последовательной
и параллельной схемам.
В последовательной схеме (рис. 22, а), которая применяется при индуктивной связи с предыдущим усилителем,
выбор элементов фильтра Lgi и Cgl основывается на тех же
соображениях, что и для схемы анодного питания, т. е.
сопротивление конденсатора С ? ] должно быть не менее
чем в 200 раз меньше сопротивления катушки связи, а со-
противление дросселя — не менее чем в 200 раз больше сопротивления конденсатора (для предотвращения прохождения токов высокой частоты в источник смещения). Источник
смещения, например аккумулятор, работает в режиме заряда и заряжается сеточным током I g l 0 .
Рис. 22. С х е м ы а в т о м а т и ч е с к о г о с м е щ е н и я цепи у п р а в л я ю щ е й сетки:
а — последовательная; б — п а р а л л е л ь н а я ; в — э к в и в а л е н т н а я схема параллельного питания; г — а в т о м а т и ч е с к а я катодного с м е щ е н и я .
В параллельной схеме (рис. 22, б) переменная и постоянная составляющие сеточного тока разделены элементами
Lgl и Cgl, выполняющими ту же роль, что и Lp и С р в параллельной схеме анодного питания. В этой схеме дроссель
шунтирует контур предыдущего усилителя и своей емкостью
увеличивает входную емкость лампы. Д л я уменьшения влияния дросселя желательно использовать его в режиме первого (параллельного) резонанса, когда сопротивление на рабочей частоте носит емкостный характер и это приводит
только к некоторому увеличению входной емкости. Тогда
эквивалентная схема для токов высокой частоты будет такой,
как показано на рис. 22, в (здесь Сэ — эквивалентная емкость дросселя).
При индуктивном характере сопротивления дросселя Lgt
определяется по соотношению (45) с учетом коэффициента
включения pgl = Umgl/UmK
(рис. 22, б) со стороны сетки:
Lgt « (15 - ь 30)p g l L.
(46)
Сопротивление конденсатора C g l должно быть не менее
чем в 200 раз меньше сопротивления дросселя.
Параллельная схема питания сетки применяется при
автотрансформаторной или емкостной связи с контуром,
так как последовательную схему в этом случае использовать
нельзя.
Схемы параллельного и последовательного питания цепи
сетки полностью эквивалентны в отношении подключения
постоянных и переменных ее напряжений, при этом они подобны схемам питания анодных цепей.
В современных передатчиках применяются как схемы
с автономным, так и с автоматическим смещением. Недостатками схем автономного смещения являются необходимость
в специальном источнике смещения и значительные изменения режима работы усилителей и генераторов при смене
ламп вследствие разброса их параметров. В то же время автономное смещение должно обязательно применяться в буферных режимах, в которых отсутствуют сеточные токи,
а катодное смещение не позволяет получить режимы классов В и С, так как при отсутствии возбуждения постоянная
составляющая анодного тока, а также смещение близки
к нулю и начальная рабочая точка не может быть установлена на нижнем участке характеристики.
Из схем автоматического смещения наибольшее распространение получили схемы за счет постоянной составляющей сеточного тока, в которых необходимое отрицательное
напряжение смещения образуется на сопротивлении Rgl
(рис. 22, а, б):
Egi ~
/*оДЛ.
Дроссель в параллельной схеме следует включать при
больших сеточных токах, когда Rgl невелико (сотни, тысячи ом) и сильно шунтирует контур. В маломощных усилителях с малыми сеточными токами Rgl оказывается большим (десятки тысяч ом), поэтому надобность в дросселе отпадает.
Кроме использования сеточного тока, некоторое распространение получило смещение за счет катодного (суммарного) тока лампы 1е0 (рис. 22, г). В этом случае сопротивление смещения R K , блокированное для токов высокой частоты емкостью, включается в катод лампы и суммарный ток,
протекая по этому сопротивлению, создает на нем падение
напряжения Eg, = — / е „ Р к , где / е , = /а„ + / g l 0 + / g 2 +
+ L t . Отрицательный потенциал (—E g t ) через дроссель
прикладывается к сетке лампы.
Смещение за счет тока накала, когда сопротивление смещения включается в цепь тока накала, применяется сравнительно редко.
В схеме сеточного смещения мощных генераторных ламп,
работающих при высоком анодном напряжении, возможно
явление «блокинга», заключающееся в уменьшении отрицательного сеточного смещения и даже перемене его знака.
Это явление вызывается динатронным эффектом управляющей сетки лампы. В цепи сетки динатронный ток / я , д (вызванный вторичными электронами, выбитыми с сетки) направлен навстречу нормальному электронному току / g l 0
(рис. 22, а). Результирующий сеточный ток / g l = / g l 0 +
+ / g l д уменьшается и может изменить направление, что
приведет к уменьшению величины напряжения смещения
Egl и даже изменению его знака, а следовательно, к резкому
увеличению анодного тока и мощности потерь на аноде.
Опасность блокинга особенно велика при работе в недонапряженном режиме, когда / g l 0 мало.
Схемы
питания
экранных
сеток. С о п р о т и в л е н и е
цепи
экранной сетки току высокой частоты должно быть ничтожно малым, поэтому экранную сетку присоединяют к катоду
через блокировочный конденсатор, сопротивление которого
токам высокой частоты весьма мало. В то же время на сетку
подается высокий положительный потенциал E g l да (0,2 -j-H 0,8)£ а .
Высокое напряжение подается на сетку от анодного (при
близких потенциалах Еа и Eg2) или от отдельного источника
напряжения (когда Egt < Ea). Возможны два варианта подачи питания на сетку: через гасящие сопротивления и от
общего потенциометра (рис. 23). В первом случае (рис. 23, а)
по сопротивлению Rgt проходит ток экранной сетки I g l ,
создающий падение напряжения IgtRgl.
В результате напряжение на экранной сетке снижается до величинл
Eg, --
Igi^g,
и на сопротивлении Rgi
Pg2 =
выделяется мощность
=
(
Е
a
-
_
Очевидно, что эта мощность потерь будет тем больше, чем
большую часть анодного напряжений необходимо погасить
на Rg2. Сопротивление Rgl и емкость Cgl образуют развязывающий высокочастотный фильтр, предотвращающий про-
Р и с . 23. С х е м ы п и т а н и я э к р а н н ы х с е т о к :
а — через г а с я щ е е сопротивление; б — от потенциометра.
хождение высокочастотных токов в цепь экранной сетки.
Элементы фильтра должны удовлетворять следующим условиям:
С,, ж ( 1 0 + 2 0 ) С Л
IMnin
gt
CagjCagl]
(0,01 - 0 , 0 5 ) Rg„
где Cglgt, Cag„ Cagl — междуэлектродные емкости лампы.
Питание через гасящее сопротивление недопустимо в тех
случаях, когда наблюдаются большие динатронные токи
экранной сетки (в тетродах). Эти токи I g t n , вызванные вторичными электронами, выбитыми с экранной сетки, имеют
направление, обратное электронному току Jgt. В итоге результирующий ток уменьшается и напряжение на экранной
сетке чрезмерно возрастает, что вызывает нарушение режима
работы усилителя и увеличение анодного тока и потерь
в лампе.
При питании экранной сетки от потенциометра (рис. 23,6)
этого явления не наблюдается, так как ток потенциометра
выбирается значительно больше динатронного тока экран64
ной сетки, и напряжение, снимаемое с потенциометра, не
будет зависеть от динатронного тока. Недостаток последней
схемы питания — большой расход энергии источников
из-за больших потерь в потенциометре. По этой причине
потенциометры применяют в маломощных передатчиках, работающих с малыми анодными и экранными токами ламп.
Схемы питания защитных сеток. Защитные сетки, как
и экранные, должны иметь нулевой переменный потенциал
относительно катода: постоянный же потенциал сетки может
быть различным.
В большинстве схем усилителей на пентодах защитная
сетка присоединяется к катоду и имеет нулевой потенциал,
однако подача на сетку небольшого положительного напряжения (20—50 в) улучшает форму анодной характеристики лампы и увеличивает крутизну линии критического режима, что приводит к увеличению полезной мощности лампы.
При модуляции на защитную сетку необходимо подать на
нее отрицательное напряжение (порядка десятков и сотен
вольт).
Ток защитной сетки мал и неустойчив, поэтому применение гасящих сопротивлений в ее цепи нежелательно. Защитная сетка всегда питается от потенциометра. Схема питания
защитной сетки аналогична схеме рис. 23, б.
Схемы питания цепей накала. Питание цепей накала
производится от сети переменного тока через накальные
трансформаторы или от аккумуляторных батарей и выпрямителей.
Допускается питание нитей накала однотипных ламп
от одной обмотки, за исключением ламп генераторов, нить
накала которых следует питать от отдельной обмотки. Напряжение накала регулируют реостатом накала со стороны
первичной обмотки.
В мощных лампах применяются отдельные трансформаторы накала с большой индуктивностью рассеяния, ограничивающей начальный ток в момент включения, когда нить
накала лампы еще не разогрета и имеет минимальное сопротивление.
Питание нитей накала переменным током приводит к появлению паразитной амплитудной модуляции (фон), возникающей вследствие пульсации температуры нитей накала
с удвоенной частотой переменного тока (в лампах с тонкими
нитями) и в результате изменения потенциала незаземленного конца катода относительно сетки. Для уменьшения
фона, вызванного изменением потенциала, среднюю точку
3
З а к . 249
65
цепи накала заземляют. В каждый момент концы нити будут
иметь противофазные потенциалы, а пульсации напряжения
смещения относительно концов нити будут также находиться в противофазе и взаимно компенсироваться. Обычно осуществляют искусственный вывод средней точки (рис. 24, а),
так как вывод средней точки от вторичной обмотки
трансформатора (рис. 24, б)
усложняет его конструкцию.
§ 10. ПРОМЕЖУТОЧНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
И У М Н О Ж И Т Е Л И ЧАСТОТЫ
Промежуточные усилители. При рассмотрении
блок-схем
передатчиков
различных диапазонов было выяснено, что промежуточные усилители могут
работать как усилители
напряжения и мощности и
как умножители частоты.
Иногда применяют усилиРис. 24. Схемы
питания цепей
накала:
тели с ненастроенной (апеа — с выводом искусственной средней
риодической)
нагрузкой,
точки; б — с выводом средней точки
что позволяет уменьшить
вторичной обмотки т р а н с ф о р м а т о р а .
число элементов настройки передатчика и тем самым упростить его эксплуатацию (это. особенно ценно в подвижных радиостанциях).
Промежуточный усилитель мощности должен обеспечить
заданное напряжение возбуждения и заданную мощность
в цепи сетки последующего усилителя, необходимые для его
нормальной работы. Кроме того, необходимо: 1) чтобы выходное напряжение усилителя было достаточно постоянным
в рабочем диапазоне частот; 2) чтобы изменения режима
анодной цепи не сказывались заметным образом на режиме
цепи сетки и, следовательно, на режиме анодной цепи предыдущего усилителя или генератора; 3) чтобы паразитные
связи в усилителе были минимальными.
При правильном монтаже паразитная связь в усилителях
высокой частоты возникает главным образом через проходную емкость ламп,
6в
В промежуточных усилителях следует использовать генераторные пентоды или лучевые тетроды, имеющие малую
проходную емкость и большой коэффициент усиления по
мощности.
На рис. 25 показана схема промежуточного усилителя
радиопередатчика, на рис. 26 — эквивалентная схема для
Рис. 25. Принципиальная электрическая схема промежуточного усилителя.
t®
0Я<; D*
хсв
Г
Рис. 26. Эквивалентная
схема
-ff
\—Г
промежуточного
1
К
усилителя.
токов высокой частоты, где лампа усилителя заменена эквивалентным генератором тока. Здесь x t — реактивное сопротивление левой ветви контура; хг и хсв— реактивные сопротивления правой ветви контура, образующие делитель
напряжения, с части которого (сопротивление хсв) снимается напряжение возбуждения U'mgl;
гвх—активная
составляющая входного сопротивления последующего усилителя, характеризующая реакцию последующего усилителя
на данный.
Активное входное сопротивление оиределяегся в основном
электронным током сетки г в х = i gl (влияние емкостных
3
*
67
токов iglK и l&gl будет рассмотрено ниже): г в х —
U'mgJIg,
— и характеризует суммарные потери мощности в цепи ретки Р\ = 0 , 5 U ' 2 m g l / r B X .
Для облегчения расчетов входное сопротивление можно
пересчитать, заменив его эквивалентным вносимым сопротивлением, включенным в анодный контур предыдущего
усилителя, для чего используют известную формулу пересчета Г £1 Х Е II ~ ^ С J Г BSВ результате активное сопротивление контура г увеличится на величину г в х в н , т. е. г' = г + г в х в н .
Сопротивление г в х в н характеризует ту часть потерь
энергии в контуре, которая затрачивается на возбуждение
последующего усилителя. Чем больше сеточные токи в этом
усилителе, тчем меньше г в х и больше г в х в н и тем большая
мощность требуется для его возбуждения.
Увеличение активного сопротивления контура снижает
его эквивалентное сопротивление
р*
_
Rа
R , _ Рз _
Э
г' ~ Г[! + (лвхвн/Л)]
1
(Лв/^вх) '
так как г БХГН /г = д i J r r ^ и xljr = R9il = p2gi
где
R 3 л — эквивалентное сопротивление контура в точках
сетка— катод; pgl— коэффициент включения контура со
стороны сетки последующего усилителя.
Это следует учитывать при расчете режима, и заданный режим устанавливать при нагрузке, равной R' э.
Выбор режима работы усилителя. В усилителях наиболее целесообразно использовать перенапряженный режим,
который характеризуется большим постоянством колебательного напряжения, а следовательно, и напряжения возбуждения последующего усилителя U ' m g l .
На нестабильность U' mgt влияет в основном нестабильность U m K , так как изменение коэффициента включения,
вызванное входным сопротивлением, обычно незначительно.
Нестабильность U m K вызвана изменением эквивалентного сопротивления нагрузки в диапазоне частот.
Д л я получения возможно меньшей нестабильности напряжения необходимо, чтобы критический или слабоперенапряженный режим был установлен на частоте с минимальным эквивалентным сопротивлением контура. Тогда при
изменении частоты /? э увеличится и усилитель перейдет в перенапряженный режим, характеризующийся большим постоянством колебательного напряжения.
Выбор лампы промежуточного усилителя. Н о м и н а л ь н а я
мощность лампы усилителя должна компенсировать потери
мощности в контуре и обеспечить мощность возбуждения
последующего усилителя, т. е.
PN>P'
+ PL
(47)
где Р ' — 0,5 U m K / R 3 m l n — максимальная мощность потерь
в контуре; P'R —0,5 UmgJrBX — мощность, необходимая для
возбуждения последующего усилителя.
Промежуточные умножители частоты. У м н о ж и т е л ь час-
тоты представляет собой усилитель, выделяющий в нагрузке
напряжение и мощность кратной частоты.
Так как при умножении, кроме процесса усиления, происходит преобразование частоты, то умножитель может
работать только в режиме II рода. Его настраивают на ту
гармонику основной частоты возбуждения, мощность и напряжение которой необходимо выделить.
Таким образом, усилитель при соответствующей настройке контура и подборе режима может работать как умножитель.
Умножение частоты (в основном удвоение и утроение)
широко используется в современных передатчиках, особенно в диапазонах коротких и метровых волн. Умножение частоты позволяет: 1) повысить стабильность частоты передатчика; 2) применить кварцевую стабилизацию на основной
частоте кварца при рабочих волнах передатчика меньше
35—40 м\ 3) расширить диапазон волн передатчика при
более узком диапазоне генератора; 4) повысить устойчивость работы передатчика.
При большом общем умножении частоты (в 10—20 раз
и более) в отдельных ступенях передатчика ограничиваются
удвоением или утроением частоты. Это приводит к увеличению числа умножителей и усложняет схему передатчика.
Непосредственное выделение более высоких гармоник
(4-й, 5-й и т. д.) в передатчиках нерационально, так как ток
и мощность этих гармоник очень малы и режим ламп будет
тяжелым. Д л я работы таких умножителей потребуется чрезмерно большие напряжения возбуждения и смещения.
Колебания в цепи сетки умножителей частоты имеют
меньшую частоту, чем в цепи анода, и один импульс анодного тока приходится на два периода колебательного напряжения на контуре при удвоении и на три периода при утроении частоты (при усилении один импульс тока приходится
на один период колебательного напряжения),
По этим причинам полезная мощность в режиме умножения (Р п ) будет всегда меньше, чем в режиме усиления (Я),
примерно в число раз умножения п, т. е.
Рп да Pin.
(48)
Краткое соотношение периодов колебаний на сетке
и на аноде Г а (T g , = пТ п ) заставляет уменьшать угол отсечки анодного тока. Действительно, если принять такое
значение угла отсечки ( 6 у с ) , при котором наблюдается максимум первой гармоники анодного тока, а именно в у с =
= 120э, то при умножении период в анодной цепи уменьшается в п раз и, следовательно, угол отсечки 6 у м п =
= Q y c / n = 120° /п.
Полезная мощность лампы, развиваемая в режиме удвоения частоты, и к. п. д. удвоителя зависят от угла отсечки
импульса анодного тока.
Амплитуда второй гармоники достигает максимума при
угле отсечки 6 = 55 — 60° (в зависимости от величины отношения U m R l / U m K t ) . При этом а 2 да 0,28, а полезная Мощность лампы
Р2 — 0,5/а, UmK, = 0 , 5 а 2 t'a m a x UmKj да 0,14/ a m a x
UmKj.
С
Ориентировочное значение номинальной мощности в режиме удвоения оказывается значительно меньше, чем в режиме усиления: P2n & (0,5 — 0,6)Pv.
Это соотношение оказывается несправедливым при условии неизменного использования лампы по постоянной составляющей анодного тока, когда постоянные составляющие
анодного тока как в режиме усиления, так и в режиме удвоения берутся одинаковыми и равными допустимому значению: /а0 у с — ^а0уд = 'а 0 допВ таком режиме (обычно используемом в диапазоне Петровых волн) полезная мощность лампы уменьшается всего
на 20—25% по сравнению с мощностью в режиме усиления.
На практике угол отсечки в удвоителе выбирают равным
55—60°, при этом к. п. д. будет около 50—60%: г)2 =
= а,£/2сс 0 да 0,28-0,9/2.0,22 да 0,57.
Большие потери на аноде ограничивают полезную мощность лампы, которую следует выбирать, исходя из допустимых потерь и к. п. д.: Р2 < Р а д о п т ) 2 / (1 — rj 3 ).
Ориентировочно мощность потерь на аноде удвоителя
можно определить по соотношению Р 3 г да (0,4 — 0,5)Рдг,
где P N — номинальная мощность лампы в режиме усиления.
Чтобы при сохранении критического режима получить ма70
лый угол отсечки, необходимы большие величины U m g l
и Egl. Напряжение возбуждения может оказаться того же
порядка, что и колебательное напряжение.
Для увеличения колебательного
напряжения U m K l
приходится увеличивать эквивалентное сопротивление нагрузки /? 9г .
Устроение частоты. Все особенности режима работы при
удвоении частоты еще более усугубляются при утроении.
Когда а 3 достигает максимума (при 0 да 40°), утроитель
дает максимальную полезную мощность Р3 = 0,5Ia3UmK3
=
= 0,5o.3iamaxUтк
. Полагая а 3 да 0,18, получаем Рзы да
да 0 , 0 9 i a w a x U т к , .
Номинальная мощность лампы в режиме утроения связана с ее мощностью в режиме усиления соотношением (полученным на основании опытных данных) Рзд» да (0,33 —
- 0,4)Р.
При неизменном использовании лампы по постоянной составляющей полезная мощность при утроении уменьшается .
на 35—40% по сравнению с режимом усиления.
К. п. д. в утроителе оказывается низким даже при угле
отсечки 40°.
На практике к. п. д. утроителя не превышает 50%, а мощность рассеяния на аноде приблизительно равна номинальной мощности Р„3 да P3n = (0,33 — 0,4)Я.
Таким образом, для перевода усилителя в режим удвоения или утроения необходимо увеличить напряжение смещения и возбуждения, перестроить контур на вторую или
третью гармонику и увеличить его эквивалентное сопротивление (например, увеличением коэффициента включения).
Расчет режима умножителя во многом подобен расчету
усилителя и производится в том же порядке с учетом особенностей, связанных с определением величин £ к р , Egl и t / m ? 1 .
В ряде случаев одни и те же промежуточные ступени передатчика используются на одних поддиапазонах в качестве усилителей, а на других в качестве умножителей. Перевод лампы из одного режима в другой связан (кроме перестройки анодного контура) с изменением напряжений смещения и возбуждения, что достигается переключением связи с контуром предыдущего усилителя. Если установить угол
отсечки одинаковым во всех поддиапазонах, то можно избежать дополнительного переключения.
Если необходимо работать в режимах усиления и удвоения, то следует принять © = 5 5 — 70°, а при усилении
и утроении — © = 50—55°.
%
§ 1J. В Ы Х О Д Н Ы Е УСИЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ
Технические показатели и классификация схем выходных усилителей мощности. Выходные (оконечные) усилители служат для выделения заданной мощности в передающую
антенну или фидерную линию, связывающую антенну с передатчиком.
Выходные усилители — наиболее мощные ступени передатчика. Они требуют наибольшего напряжения и мощности возбуждения и являются основными потребителями
энергии источников питания.
К выходным усилителям предъявляются следующие технические требования:
1) они должны обеспечить заданную полезную мощность
в антенне при максимально возможном к. п. д.;
2) они должны иметь минимальное число элементов настройки, причем настройку необходимо осуществлять наименьшим числом операций (это требование относится к подвижным передатчикам малой и средней мощности);
3) в анодной цепи должна осуществляться наилучшая
фильтрация высших гармоник с тем, чтобы уровень гармоник в антенне был наименьший;
4) выходные усилители подвижных передатчиков, как
правило, должны рассчитываться для работы с различными
типами антенн, имеющих разные параметры, которые претерпевают значительное изменение в диапазоне частот (при
расчете всегда выбирается какой-либо основной тип антенны).
Выходные усилители классифицируют по схеме включения антенны. Различают простые и сложные схемы выхода.
В простых схемах антенна вместе с элементами настройки и связи образует контур, являющийся основной нагрузкой усилителя, в сложных схемах в анодную цепь лампы
помещают промежуточный контур, который связывается
с антенной и передает в нее полезную мощность.
В зависимости от типа антенны схемы выхода могут быть
симметричными и несимметричными, последовательными
и параллельными.
Симметричные схемы выхода применяются при работе
с симметричными антеннами. В этих схемах выходные клеммы всегда имеют равные по величине, но противоположные
по знаку потенциалы относительно корпуса (земли). В несимметричных схемах выхода потенциал одной из выходных
клемм присоединен к корпусу (земле) и всегда равен нулю.
При несимметричной схеме выхода и симметричных антеннах применяют согласующие устройства.
Применение последовательных или параллельных схем
питания антенны определяется величиной ее активного сопротивления.
Антенны средних волн имеют, как правило, емкостный
характер входного сопротивления (яд < 0) И небольшую величину активной составляющей /-д. Настройка антенного
контура в этом случае осуществляется с помощью «удлинительных» катушек индуктивности. Такие антенны легко согласуются с промежуточным контуром выходного усилителя.
Когда сопротивление антенны носит индуктивный характер (хд > 0), настройка антенного контура производится
емкостью.
В обоих указанных случаях антенна вместе с элементами
настройкр и связи представляет последовательный открытый
колебательный контур и легко согласуется с промежуточным
контуром выходного усилителя, обеспечивая высокий к. п. д.
промежуточного контура. Это объясняется тем, что, как
будет показано ниже, малое активное сопротивление антенного контура трансформируется в промежуточный контур в виде высокого вносимого сопротивления (при конструктивно допустимой величине коэффициента связи с антенной
и высоким к. п. д.).
Наименьший к. п. д. антенного контура получается при
емкостном характере сопротивления антенны, так как включение удлинительной катушки увеличивает сопротивление
потерь антенного контура (особенно при малых величинах
активного сопротивления антенны).
На практике часто приходится работать с антеннами,
имеющими высокое активное сопротивление. Большое активное сопротивление антенны снижает сопротивление, вносимое в промежуточный контур (даже при сильной связи
с ним), и уменьшает к. п. д. последнего и мощность в антенне.
Для согласования высокоомной антенны с промежуточным контуром применяют параллельную схему настройки
антенны, подключая параллельно ей реактивное сопротивление. В этом случае снижается активное сопротивление антенны и облегчаются условия согласования ее с промежуточным контуром.
Энергетический расчет передатчика начинается с расчета выходного усилителя. При этом необходимо знать основные эквивалентные параметры антенны на тех частотах, на
которых рассчитывается передатчик, а именно ее сопротивления: реактивное ха и га — активное:
Хд = wL а — (1 / соСд);
гА=--гг + гп,
где Гг — сопротивление излучения антенны щ — сопротивление потерь антенны; С а — эквивалентная емкость антенны; La — эквивалентная индуктивность антенны.
Эквивалентные параметры антенны определяются для тока в точках подключения антенны К передатчику или фидерной линии.
Рис. 27. Простые схемы выхода:
а — принципиальна'!;
б — эквивалентная.
Простые однотактные схемы выхода. На рис. 27 представлены принципиальная электрическая (рис. 27, а) и эквивалентная (рис. 27, б) простые схемы выхода.
Антенна, имеющая эквивалентные параметры СА и лд
с элементом настройки Ln, подключена через разделительный конденсатор С р к анодной цепи лампы выходного каскада, в которую включен элемент связи LCB.
В эквивалентной схеме лампа заменена эквивалентным
генератором тока и показаны, кроме реактивных сопротивлений настройки и связи (х„ и х с в ) , их активные составляющие (г |£ И Г с в).
Д л я образования в анодной цепи (между точками а и k)
настроенного колебательного контура необходимо выполнить условие резонанса:
*св = — (*Н + *А) или Х с в - М А 4 - Х н = - 0 .
(49)
Это условие обеспечивается (при заданных параметрах
антенны и частоте) подбором сопротивлений хв и хсв и мо-
жет быть выполнено в различных вариантах схемы в зависимости от характера сопротивления антенны.
Из энергетического расчета режима усилителя известно
эквивалентное сопротивление нагрузки R 3 = U m K / f a i ,
обеспечивающее заданный режим работы усилителя. Такое
сопротивление должен иметь анодный контур простой схемы в точках подключения лампы, т. е.
где р = хсв — реактивное сопротивление ветви контура при
резонансе (волновое или характеристическое сопротивление); г — полное активное сопротивление контура.
Таким образом, приходим к другому важному требованию, предъявляемому к контуру:
~ UmJ 1 a i ~ Яэ ак ~
xlJr.
Уравнения (49) и (50) позволяют рассчитать контур
простой схемы по заданным параметрам антенны, частоте
и эквивалентному сопротивлению нагрузки усилителя.
При расстройке антенного контура резко падает полезная
мощность РА, ТОК В контуре iK, = г'д, А мощность потерь на
аноде РА увеличивается. Для предотвращения значительного разогрева анода схему желательно настраивать при пониженном анодном напряжении.
Настройка контура производится по максимуму тока
в антенном контуре или по максимуму сеточного тока. Анодный ток / Яо в момент настройки достигает минимума.
Увеличение мощности потерь на аноде при расстройке
или обрыве антенны — один из основных недостатков простой схемы, который ограничивает ее применение. Другой
недостаток простой схемы — трудность согласования лампы
с антенной в рабочем диапазоне волн, особенно при работе
с большими сопротивлениями антенны.
Простые схемы выхода, несмотря на указанные недостатки и плохую фильтрацию гармоник, находят применение
в некоторых маломощных передатчиках, работающих при
низких анодных напряжениях.
Сложные однотактные схемы выхода. В сложных схемах
выхода передача энергии от усилителя в антенну происходит через промежуточный контур, находящийся в анодной
цепи выходной лампы. В результате получается система двух
связанных контуров: промежуточного и антенного.
На рис. 28 представлены сложные схемы выхода —
принципиальна электрическая (рис. 28, а) и эквивалентная
(рис. 28, б).
В схеме (рис. 28, а) показана индуктивная регулируемая
связь между промежуточным и антенным контурами.
Промежуточный контур образован контурной емкостью
С и индуктивностью L; в антенный контур входят, кроме
эквивалентных параметров антенны СА и ГА, элемент на-
Р и с . 28. С л о ж н ы е с х е м ы в ы х о д а :
о — п р и н ц и п и а л ь н а я ; б — эквивалентная приведенная.
стройки L H и связи L c в (сопротивление шунта хш включают
при большом сопротивлении г а— параллельная схема антенны).
Кроме индуктивной связи, широкое применение получили схемы с емкостной связью, когда элементом связи служит
емкость, включенная в одну из ветвей промежуточного контура, или с автотрансформаторной, когда антенный контур
подключается к части контурной катушки.
Оба контура настраиваются на рабочую частоту, и между
ними подбирается оптимальная связь.
Сложная схема выхода получила на практике широкое
распространение. В ней настройка антенны не связана с подбором оптимального сопротивления нагрузки лампы, как
в простой схеме, и это в большинстве случаев позволяет
повысить к. п. д. схемы.
Важным преимуществом сложной схемы является значительное улучшение фильтрации гармоник в антенне.
Не останавливаясь более подробно на других преимуществах сложной схемы (они будут указаны далее), рассмотрим ее работу при индуктивной связи с антенной (при изме-
нении характера связи энергетические соотношения не изменяются).
Как известно из теории связанных контуров, их взаимное влияние характеризуется так называемыми вносимыми
или пересчитанными сопротивлениями г Е Н и хвн.
Введение понятия вносимых сопротивлений дает возможность заменить двухконтурную эквивалентную схему
выходного усилителя, одноконтурной (рис. 28, б).
Связь между контурами характеризуется коэффициентом
связи kCB = A 4 / ] / L L A K и параметром связи
" =
^св/^свкр.
(51)
где М —• коэффициент взаимоиндукции; L^k — L 0 B +
+ L n — о б щ а я индуктивность антенного контура; & с в к р —
коэффициент связи, соответствующий критической связи
между контурами.
При условии настройки контуров в резонанс (что всегда
выполняется в сложной схеме) сопротивление антенного
контура будет чисто активным и вносимые сопротивления
будут равны:
ГВА АК = XL/ГАК
= «И2 М*!Г ДК;
* B H АК = 0 .
где ГАК — га + г с в + г а — полное активное сопротивление
антенного контура.
При критической связи Г В Н А К — г и параметр связи
можно представить в виде
п = kCB/kCB кр = KJY
dd
w
= /
'"вн АК 1г.
(52)
В сложной схеме основными энергетическими показателями являются: полная колебательная мощность Р, вырабатываемая лампой; мощность потерь в контуре Р ' ; мощность
РА, передаваемая из промежуточного контура в антенный,
К. п. д. промежуточного контура Г1пк- Указанные величины
связаны соотношениями:
Р — Р'-\- РА!
ЛПК — РА/Р = Рд/(Р' + Р д ) .
(53)
Эти соотношения зависят от степени связи между контурами, т. е. от параметра связи п.
Увеличение связи приводит к увеличению вносимого
в промежуточный контур сопротивления, полного активно77
го сопротивления контура и к уменьшению эквивалентного сопротивления промежуточного контура
R - P 1
'''
=
.
Е!
Л
„ Л ,
=
внАк\
'
1
+
п
(54)
*
где Ra0 = p2/r—эквивалентное
сопротивление одиночного промежуточного контура.
Из уравнения (54) следует, что отношение эквивалентных
сопротивлений R30 и Ra зависит от параметров связи п:
a^Ra0/Ra=\
+ n*.
(55)
Коэффициент о показывает, во сколько раз уменьшается
эквивалентное сопротивление промежуточного контура по
сравнению с эквивалентным сопротивлением одиночного
промежуточного контура при данной степени связи.
Определим мощность, вырабатываемую лампой:
Р = 0,5/1, R3 = 0,5/г, г' = 0 , 5 / ; , г + 0 , 5 / ; , гВ11 А к .
(56)
Очевидно, что первое слагаемое уравнения (56) представляет мощность потерь в промежуточном контуре, а второе—
мощность, отдаваемую в антенный контур:
Р ' — 0 , 5 / | , г;
PA = 0 , 5 / ; , r B n A K .
(57)
Мощность в антенном контуре можно выразить также
через ток и параметры этого контура:
Р А = 0 , 5 П Г А К
=
0,5/;,ГВ„АК.
(58)
К. п. д. промежуточного контура т]Пк является важным
параметром сложной схемы, характеризующим эффективность передачи энергии в антенну.
Определим этот к. п. д., выразив его через параметры контуров и связи. Преобразуя уравнение (53), получим
К. п. д. монотонно увеличивается с увеличением связи.
При критической связи, когда ri — 1, т]пк — 50%.
Пользуясь уравнением (54), можно представить к. п. д.
в зависимости от эквивалентного сопротивления контура
R3 и параметра а:
Л п к = - г 1
а
= 1 - - ^
R 3D
а
(60)
Зависимости к. п. д. т| П к от параметра связи п и эквивалентного сопротивления R3 показаны на рис. 29, а, б.
С увеличением связи к. п Л д . монотонно возрастает
(рис. 29, а), стремясь к единице.
С увеличением эквивалентного сопротивления нагрузки
R э к. п. д. убывает по линейному закону вследствие уменьшения вносимого сопротивления. Когда Г В Н А К — 0 . Р Э —
- - / ? э о И Г)пк = о .
jonr "экР
Рис. 29. Зависимость к. п. д. т] п к полезной мощности Р и мощности
в антенном контуре Я д от параметра связи п и
эквивалентного
сопротивления анодной нагрузки R э :
" - i n K - f f " ) ; б - л п к - « М Л » ) ; в - р - < М " ) ; ра -<РЗ(Л);
е-Я-<р,(Лр); РA-<Pi(«»)i
На рис. 29, в, г представлены зависимости мощностей
Р и Ра ОТ параметра связи п (рис. 29, в) и эквивалентного
сопротивления Ra (рис. 29, г).
Если при отсутствии связи (п = 0) усилитель работал
в перенапряженном режиме, то с увеличением п уменьшается R g и усилитель переходит сначала в критический, а потом и в недонапряженный режим. Мощность Р сначала увеличивается, достигает максимума и затем начинает уменьшаться, как показано на рис. 29, в.
Таким образом, при п < пг режим будет перенапряженным, а при п > п г — недонапряженным.
Такой же характер имеет зависимость Р = ц> (R 3 ), представляющая собой нагрузочную характеристику, причем
напряженность режима увеличивается с увеличением R3
(рис. 29, г).
Мощность в антенном контуре РА зависит не только от
Р , но и от к. п. д.:
РА = ЛПК Р.
Если бы т)пк — 1, то максимумы мощностей Р и Ра совпали бы и наблюдались в одном и том же режиме усилителя
и при одной и той же связи. Но так как Т1пк < 1, то максимум мощности Ра сдвигается в сторону нед напряженного
режима усилителя и наблюдается при связи п0П1 > пг
и эквивалентном сопротивлении
R30nT.
Чем меньше г)пк, тем в более недонапряженном режиме
усилителя наблюдается максимум Ра И тем меньше эта мощность. Отсюда понятно стремление работать с возможно большим к. п. д. промежуточного контура.
Высокий к. п. д. легко осуществить в диапазонах длинных и средних волн, так как на этих волнах эквивалентное
сопротивление контура Rd0 = pQ можно получить достаточно большим и параметр
fiKp = Rэо/Яэ кр > 6 -
8
(лпк « 0,85 -
0,95).
В диапазоне коротких волн данное условие выполнить
трудно из-за уменьшения характеристического сопротивления и увеличения потерь в контуре. На этих волнах о„ р <
< ( 6 — 8) и к. п. д. меньше.
Схемы с регулируемой связью обеспечивают высокое постоянство мощности в антенном контуре во всем рабочем диапазоне, так как позволяют подобрать оптимальное сопротивление нагрузки лампы на каждой частоте диапазона.
Основным недостатком этих схем является сложность настройки (кроме настройки контуров, требуется регулировка связи между ними).
В схемах с нерегулируемой связью между промежуточным и антенным контурами в каждом поддиапазоне устанавливается постоянная связь на одной из частот диапазона
и при изменении частоты связь не регулируется. Это дает
возможность упростить настройку (уменьшается число элементов регулировки), но зато приводит к значительным
изменениям мощности в антенном контуре по диапазону.
Такие схемы применяются в передатчиках с узким рабочим
диапазоном или при работе на фиксированных частотах,
а также когда ставятся жесткие требования в отношении
уменьшения числа элементов настройки и упрощения эксп-
луатации. В этих же случаях применяется схема с нерегулируемой связью и настройкой лишь в промежуточном контуре. Оно позволяет уменьшить число элементов настройки
до одного, но применение ее целесообразно только при узком диапазоне частот передатчика (коэффициент перекрытия диапазона К п < (1,1 — 1,2).
Конструктивно наиболее удобно выполняется индуктивная связь, при которой плавная регулировка взаимоиндукции осуществляется вариометром. В схемах с автотрансформаторной и емкостной связью применяется ступенчатая регулировка'.
Выбор схемы антенного контура. Применение той или
иной схемы антенного контура зависит от величины входного активного сопротивления антенного контура ГАКПри небольших сопротивлениях (гдк ^ 6 0 — Ш0 ом)
применяют последовательную схему без сопротивления шунта хт (рис. 28, а), в которой легко получить хорошее согласование антенны с промежуточным контуром при сравнительно слабой связи между ними, так как вносимо^ в контур сопротивление г в н АК оказывается большим из-за малой
величины гдкПри высоком активном сопротивлении антенного контура (гдк ^ ЮО ом) требуется сильная связь антенного
и промежуточного контура, так как только в этом случае
вносимое в промежуточный контур сопротивление г в н АК
обеспечит равенство эквивалентного сопротивления нагруженного контура R э сопротивлению R a к р :
=
=
(61)
Как показывают расчеты, максимальная величина сопротивления ГАК, при которой можно выполнить условие (61)
при максимально возможной и выполнимой связи промежуточного и антенного контуров, составляет не более 10—15%
ОТ R
Э
КР
:
ГАК шах « ( 0 , 0 5 4- о, 15) Я э к р .
(62)
Для обеспечения согласования антенны с промежуточным контуром необходимо снизить активную составляющую
ее сопротивления до величины, определяемой последним
уравнением (активным сопротивлением элементов настройки и связи можно пренебречь, так как гд > г,1С). Для этой
цели параллельно антенне подключают реактивный шунт
л"ш (рис. 28, а), активным сопротивлением которого пренебрегают.
Сопротивление шунта определяется из выражения актив-1
ного пересчитанного сопротивления антенны г д « г а к т а * : ]
ГА =
гА х Ц [ г \ +
(*л +
*ш)2].
По вычисленному сопротивлению
находят емкость или 1
индуктивность шунта.
Сопротивления элементов настройки и связи определяют j
из условия настройки антенного контура
+ х с в "Ь лг А = О,
где Х'А—пересчитанное
реактивное сопротивление 'антенны.
Таким образом, расчет выходного усилителя при параллельной схеме питания отличается от расчета при последовательной схеме тем, что вместо активной и реактивной
составляющих сопротивления антенны (га, ха) определяют их
пересчитанные значения (гд, хк), а сопротивление шунта
хш — по предварительно принятому значению /-д.
Фильтрация гармоник в сложной схеме. Фильтрация гармоник в сложной схеме выхода оказывается более эффективной, чем в простой. Зто объясняется ослаблением тока гармоник в промежуточном и антенном контурах за счет их
резонансных свойств. Фильтрующие свойства контура основаны на зависимости его сопротивления от частоты. Контур,
включенный в анодную цепь лампы и настроенный на основную частоту питающего напряжения, представляет для этой
частоты максимальное сопротивление, и в нем наблюдается
резонанс токов — контурный ток достигает максимальной
величины.
Д л я частот, отличных от основной, сопротивление контура меньше, и контурные токи этих частот, а также падение
напряжения на контуре уменьшаются.
Коэффициент фильтрации сложной схемы определяется
относительным ослаблением гармоник в антенном контуре
по сравнению с ослаблением их в цепи анода лампы, т. е.
ф
'а/'а„
слсх-7—77— =
('«./ЛС») ( 7 А/ у А„)
,
п
(I и ч // и ч = Фпкфлк>
(63)
где
I а , , / в п , IК„ /к п , / а , /л„ — токи основной частоты
и n-й гармоники в цепи анода, промежуточном и антенном
контурах
соответственно;
Ф П к, Ф'АК — коэффициенты
фильтрации промежуточного и антенного контуров соответственно.
Фильтрация промежуточного и антенного контуров зависит от их добротности и от того, с какой ветвью промежуточного контура связан антенный и в какой ветви антенного контура помещена антенна.
Фильтрация в индуктивной ветви Фпк£. в пг раз больше,
чем в емкостной Фпкс:
Фпк l = <?пк (П2 - 1);
Фпк с - QnK («2 - 1 )/"2>
где
QnK = Q (1 — Лик) — добротность
нагруженного
промежуточного контура; Q—добротность
одиночного
контура.
Аналогично для антенного контура:
фдк l
=
QAK ( " 2 -
1);
Флк с =
2
QAK (п - 1
)1п\
где
QAK— добротность антенного контура.
Лучшая фильтрация получается тогда, когда антенна образует индуктивную ветвь и связана с индуктивной ветвью
промежуточного контура. Это возможно при применении
емкостной связи антенного контура с индуктивной ветвью
промежуточного контура
ФСЛСХ
= ( " 2 - l) 2 (l-TlnK)QQAK.
(64)
Настройка сложной схемы выхода. Для настройки сложной схемы необходимо настроить промежуточный контур по
минимуму постоянной составляющей анодного тока или по
максимуму постоянной составляющей сеточного тока. Настройку желательно производить в режиме пониженной
мощности.
Антенный контур настраивают по максимуму тока в нем
при слабой связи с промежуточным контуром. Далее регулируют связь между контурами (в схеме с регулируемой
связью) до получения максимально возможного тока в антенне. После подбора оптимальной связи подстраивают промежуточный контур (при изменении связи возможна его
расстройка). В сложной схеме наиболее опасна расстройка
промежуточного контура, которая приводит к резкому увеличению потерь на аноде.
Расстройка антенного контура (или обрыв антенны) не
приводит к значительному увеличению мощности потерь на
аноде, в отличие от простой схемы, где расстройка или обрыв
антенны весьма опасны и могут привести к выходу лампы из
строя,
Из анализа работы простой и сложной схем выхода можно сделать вывод, что сложная схема превосходит простую
по фильтрации гармоник, безопасности расстройки антенны и более удобному подбору режима лампы независимо от
величины сопротивления антенны. Кроме того, к. п. д. сложной схемы в большинстве случаев больше, чем простой (за
исключением некоторых вариантов простой схемы, имеющих ограниченное применение). Двухтактная схема усилителей мощности широко используется в качестве выходной,
а также в мощных предварительных усилителях. Особенно
целесообразно применение этой схемы при работе на симметричную антенну,
Глава
III
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
И УМНОЖИТЕЛИ НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х ПРИБОРАХ
§ 12. ОСНОВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ
У С И Л И Т Е Л Е Н МОЩНОСТИ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Усилители мощности на транзисторах работают в режиме
II рода с отсечкой тока коллектора. В зависимости от соотношения величин токов базы и коллектора, как и в ламповом
усилителе, различают недонапряженный, критический и перенапряженный режимы.
В транзисторных усилителях мощности наибольшее распространение получила схема с общим эмиттером, аналогичная схеме лампового усилителя с общим катодом.
Определим на примере работы этой схемы (рис. 30) основные особенности работы усилителей на транзисторах.
Ток эмиттера аналогичен суммарному, (или катодному)
току лампы и равен сумме токов базы и коллектора: ia =
=
+ 'кПри подаче на участок эмиттер — база переменного напряжения возбуждения « б мгновенное напряжение на этом
участке будет равно:
= Еб — "б = Еб — UmG cos (01,
где £ б — напряжение смещения; U m 6 — амплитуда напряжения возбуждения.
Под действием этого напряжения в цепи коллектор —
база появится ток в виде косинусоидальных импульсов, которые, как и в ламповом усилителе, можно представить рядом Фурье:
«В = /к. + /к, COS со/ + /к, cos 2 со/ +
...
На нагрузке коллекторной цепи, настроенной в резонанс,
появится колебательное напряжение, вызванное первой гармоникой коллекторного тока:
"к = U m K cos со/ = / К ,Я Э cos со/,
где U т к — а м п л и т у д а колебательного напряжения на нагрузке; R 3 — э к в и в а л е н т н о е сопротивление коллекторного
контура.
+
£к -
Рис. 30. Схема усилителя мощности с общим эмиттером.
Мгновенное напряжение на участке коллектор — эмиттер равно алгебраической сумме колебательного напряжения
и постоянного напряжения питания ЕК:
Е„ =
И„ +
ЕК
= UMK
cos со/ + £ „ .
При работе на низких частотах (когда отсутствуют фазовые сдвиги между « б и «„, рис. 5, а) и при постоянной температуре (/° = const) уравнение тока коллектора можно получить тем же путем, что и в ламповом усилителе; в недонапряженном режиме (при косинусоидальной форме импульса
тока коллектора) оно будет иметь следующий вид:
«К =
S
L(U
тб
D U m K ) cos с о / - £ б ] .
(65)
На рис. 31 представлены идеализированные динамические
характеристики усилителя и формы импульсов коллекторного тока в различных режимах работы: недонапряженном
(прямая aav импульс /) критическом (прямая аб, импульс 2),
перенапряженном (ломаная линия абг, импульс 3) и сильноперенапряженном (ломаная линия адж, импульс 4).
Сравнивая эти характеристики с подобными характеристиками лампового усилителя (см. рис. 13), можно отметить
их полную аналогию во всех режимах, кроме сильноперенапряженного, в котором у динамических характеристик
Рис. 31. Идеализированные динамические характеристики и формы
импульсов коллекторного тока в транзисторном усилителе.
появляется отрицательный участок Ож, указывающий на
возникновение обратного тока коллектора (участок а'а",
импульс 4).
Влияние
температуры
на работу
усилителя.
Сильное
влияние изменения температуры на режим усилителя и его
токи (особенно коллектора) может быть учтено с помощью
дополнительных температурных параметров — температурного напряжения сдвига Е г и коэффициента температурного смещения D,°.
При изменении температуры статические характеристики
коллекторного тока il{ = фх (ив) смещаются параллельно
друг другу (при увеличении температуры влево).
Прирост тока, вызванный изменением температуры, будет равен:
Аг к = (diJdt°)M°.
(66)
С учетом выражения (66) уравнение (65) тока коллектора
примет вид
iK = S \Um<5 - DUmK) cos со/ -
Ео +
•
(67)
Последнее слагаемое в уравнении (67) имеет размерность
напряжения и называется температурным напряжением
сдвига:
Et. = MJS
= (Эи0/аг) А/
0
= — D,°A/«,
где D r = — d u ^ / d f — коэффициент температурного смещения; A f — t\ — t°0 — разность температуры базы в_расчетном режиме (/J) и исходной (/°).
Влияние частоты на работу усилителя. С увеличением
рабочей частоты появляется фазовый сдвиг <р между напряжением возбуждения и первой гармоникой тока коллектора, вызванный дрейфом носителей в базе (<рд) и падением
напряжения на внутреннем сопротивлении базы (срэ б ), которое на высоких частотах приобретает комплексный характер. В результате фазовый сдвиг будет равен (см. рис. 5, б):
Ф = <РД + Фэ б,
(68)
где ф д = со/д — фазовый угол дрейфа;_/ д — время дрейфа;
Фэ б — фазовый угол между внешним U 6 и внутренним U'a
напряжением, т. е. между Uб и / э .
Наличие фазового сдвига, увеличивающегося с ростом
частоты, приводит к усложнению формы динамической характеристики: она будет эллиптической, как при работе
на расстроенный контур.
С учетом рассмотренного сдвига фаз ток коллектора
iK = S [итв
cos со/ — DUmK
cos (со/ — ф) — Еб +
Е,А.
Фазовый сдвиг не влияет на форму импульса коллекторного тока, однако с увеличением частоты высота импульса
будет уменьшаться, так как она зависит от фазового сдвига:
'К шах = 5 I Um6 -
D UmK cos ф -
Еб + Ег).
(69)
Кроме того, с ростом,частоты высота импульса снижается
из-за уменьшения внутреннего напряжения возбуждения
87
и'б вследствие падения части внешнего напряжения возбуждения w6 на внутреннем сопротивлении (см. § 4).
Ток эмиттера в недонапряженном и критическом режимах
на низких частотах незначительно отличается от тока коллектора (гс да 0). Однако с увеличением частоты форма импульса этого тока изменяется: в конце импульса появляется
отрицательный выброс, высота и продолжительность которого увеличиваются с ростом частоты, высота же основного
импульса уменьшается.
Отрицательный выброс вызван тем, что на эмиттер при
появлении на нем отрицательного относительно базы напряжения возвращается часть неосновных носителей (дырок),
причем с повышением частоты скорость изменения напряжения эмиттера увеличивается и в результате возрастают
концентрация дырок, сохранившаяся у эмиттера при изменении знака напряжения на нем, и его обратный ток.
Угол отсечки положительного импульса тока эмиттера
© э не зависит от частоты, так как определяется только интервалом времени, в течение которого напряжение на эмиттере положительно; угол отсечки отрицательного выброса
пропорционален частоте и зависит от времени дрейфа носителей в базе:
©э0 да ф д = со/д.
(70)
Оба импульса при расчетах можно считать остроконечными косинусоидальными; результирующий ток эмиттера
следует определять после разложения указанных импульсов в ряд Фурье с учетом взаимного фазового сдвига между
импульсами.
Угол отсечки тока коллектора зависит от частоты и равен:
©„ = ®э +
= ©э + Фд,
(71)
так как ток коллектора запаздывает по фазе относительно тока эмиттера на угол ф д и появляется через время / д после
возникновения тока эмиттера.
Прекращается ток коллектора в момент исчезновения
неосновных носителей из базы, т. е. в момент окончания отрицательного импульса тока эмиттера.
Ввиду сложности реальной формы импульса тока базы
последний удобнее определять как разность токов эмиттера и коллектора:
1о = К —
На низких частотах в недонапряженном режиме ток базы
имеет форму косинусоидальных импульсов с углом отсечки,
равным 6,.; при переходе в перенапряженный режим форма
импульса меняется: его вершина обостряется.
Фазовые соотношения в схеме усилителя при работе
на низких частотах полностью аналогичны подобным соотношениям в ламповых схемах, за исключением сильноперенапряженного режима.
На рис. 32, а, б показаны импульсы токов коллектора
и базы в недонапряженном (или критическом) режиме, на
рис. 32, в, г — в слабоперенапряженном, а на рис. 32, д, е
— в сильноперенапряженном режимах.
В отличие от ламповых, в транзисторных усилителях уже
сравнительно на невысоких частотах начинают сказываться рассмотренные выше явления запаздывания тока коллектора и фазовых сдвигов в цепи базы, а именно на
частотах
/>(0,1-0,2)/.,
(72)
где /а — предельная частота усиления по току в схеме с общей базой (на этой частоте у плоскостных триодов коэффициент усиления по току а падает до 70% низкочастотного
значения).
На рис. 33 приведены фазовые соотношения напряжений
и токов в усилителе мощности при работе на высоких частотах в недонапряженном или критическом режиме без учета искажений формы напряжения возбуждения, вызванных
нелинейными свойствами входной цепи при сильных сигналах.
Внутреннее напряжение возбуждения на переходе эмитер — база будет отставать от внешнего на угол ф э 5
(рис. 33, а).
В моменты положительного напряжения на эмиттере
(/х— t2, t3—
и т. д.; рис. 33, а) появляется положительный импульс тока, после которого наблюдается отрицательный выброс длительностью, примерно равной удвоенному
времени дрейфа (рис. 33, б).
Импульс тока коллектора запаздывает относительно тока
эмиттера на фазовый угол ф д и заканчивается в момент окончания отрицательного импульса тока эмиттера (рис. 33, е).
Импульс тока базы находится как разность указанных
токов iB и iK и состоит из двух импульсов — положительного и отрицательного, причем высота последнего будет рас-
ти с частотой. Его угол отсечки примерно равен углу отсечки положительного импульса (рис. 33, г): 6 б = 6 К — <рл.
Наличие двух разнополярных импульсов тока базы на
высоких частотах приводит к тому, что в составе тока базы,
Рис. 32
Рис. 33
Рис. 32. Временные диаграммы токов коллекторов и базы в различных режимах работы транзистора:
о,
б —в
н е д о н а п р я ж е н н о м (или критическом); в, г —в
женном; д, е — в сильнопереиапряжеином.
слабоперенапря-
Рис, 33. Фазовые соотношения напряжений и токов в транзисторном
усилителе мощности при работе в области высоких частот:
а — зависимости
<р(соО и " ^ " « P . t ® ' ) ; б — зависимость iэ~Фг(ш/)!
висимость i к = Ф 3 (о)/); г — зависимость (Q — ф<(шО.
в — за-
кроме результирующей постоянной составляющей, которая
будет иметь прямое или обратное направление (в зависимости от соотношения высот положительного и отрицательного импульсов), появятся две составляющие первой гармоники тока базы /в,: косинусоидальная (от положительно90
го импульса) и синусоидальная (от отрицательного импульса), т.е. активная 7 6 l 3 и реактивная 7©,р.
Активная (коспнусоидальпая) составляющая тока базы
совпадает по фазе с напряжением на ней, реактивная (синусоидальная) сдвинута по фазе на 90° в сторону опережения и имеет емкостный характер
Iб, = Iб,а "Ь /б,рНаличие активной и емкостной составляющих входного
тока (т. е. тока базы) указывает на появление активной
и реактивной составляющих входной проводимости:
У ВХ ~
§DX
ВХ»
где gBX — htJU тб — активная
проводимость; Ьвх =
= l6ip/U m e = с о С в х — р е а к т и в н а я проводимость;
Свх—
входная емкость.
При расчетах мощности возбуждения удобнее активную
составляющую тока базы определять как разность активных
составляющих токов эмиттера и коллектора (совпадающих
по фазе с напряжением возбуждения):
/б, а = /э, а —/к, а = /э, COS ф э б — / к , COS ф.
При ЭТОМ МОЩНОСТЬ возбуждения Р в — 0 , 5 / б 1 а
= 0,5 ( / э , COS ф э б — и , cos ф) и т б .
^тб
~
Энергетические с о о т н о ш е н и я в усилителе м о щ н о с т и на
низких частотах. Основными энергетическими показателями
транзисторных усилителей, как и ламповых, являются:
подводимая мощность
Pq — 1к„ |
I = а о 'к max I
полезная мощность
Р = 0,5/ K l Umtt = 0,5 а х iK max l\EK\,
£ = UmJ\EK
|
— коэффициент использования коллекторного напряжения,
мощность рассеяния на коллекторе Р к = Р 0 — Р и к. п. д.
коллекторной цепи т| = Р/Р0 =
Нагрузочные характеристики усилителя также подобны
характеристикам ламповых схем.
Мощность возбуждения на низких частотах
Рв = 0,5/б, Um6 - 0,5 a t / б т а х Um0.
Высоту импульса / б т а х можно получить из статических характеристик при u 6 = u 6 m a x ^ E 6 — U m 0 и
"к ~ ^Kmin = U ntK
| Е к j.
Мощность, затраченная в источнике смещения,
Рб„ — h a | Е 6 1 = а 0 t 6 m a x | Е б |.
Мощность рассеяния на базе P$ — PB— Рв„Суммарная мощность рассеяния слагается из мощностей
рассеяния на коллекторе и в цепи базы:
Р2е = Рк +
Р6<Р}Д О П '
где Я д о п — п р е д е л ь н о допустимая мощность рассеяния.
Энергетические соотношения в усилителе мощности на
высоких частотах. Как уже указывалось выше увеличение
рабочей частоты приводит к значительному усложнению физических процессов в транзисторе, в результате чего усложняются и расчетные соотношения. По этим причинам точный
инженерный расчет режима транзисторного усилителя мощности до настоящего времени не разработан и в практике
применяют приближенные расчеты при работе на не очень
высоких частотах.
Вследствие фазовых сдвигов импульса тока коллектора
и входного напряжения, вызванного инерционными явлениями (см. рис. 33), угол отсечки тока коллектора зависит
от частоты и поэтому его коэффициенты разложения также
будут являться ее функциями.
Результаты последних работ [8, 9] в области более
совершенного анализа работы транзисторных усилителей
мощности позволили создать приемлемый инженерный расчет режима работы усилителя на высоких частотах.
Угол отсечки импульса коллекторного тока на высоких
частотах зависит от частоты и ряда параметров транзистора
— угла отсечки на низкой частоте 0 Н и постоянных времени t s и т э .
Постоянная времени т 3 = 1/2л/ 3 определяет, как известно из теории, граничную частоту по низкочастотной крутизне, и эта частота примерно на порядок меньше граничной
частоты / а ; т э = г б С э — постоянная времени входной цепи,
где С э •— емкость эмиттерного перехода.
На рис. 34 приведен график зависимости высокочастотного угла отсечки 0 К от вспомогательных параметров а и 6
[8]:
Ь = COS © u K l + (<0ТЭ|2);
Угол отсечки на низкой частоте определяется из соотноше
ния
С 0 £
ен=
(74)
^шб
где U m e — внешняя амплитуда напряжения возбуждения
на входных зажимах транзистора на рабочей частоте [8]
также зависит от частоты:
Um0--=AUm6/l+(Ms)\
ty
0,8
О,В 0,4 0,2
О
0,2
0,4 0,$
$
Рис. 34. Графики зависимости высокочастотного угла отсечки 0 К от
вспомогательных параметров а и £>.
где А — величина, зависящая от сопротивления нагрузки,
угла отсечки, частоты и параметров транзистора; U' тб —
внутреннее напряжение возбуждения [непосредственно на
эмиттерном переходе (см. § 4)].
Введение понятия высокочастотного угла отсечки позволяет производить расчет, используя коэффициенты разложения а 0 , ос, для косинусоидальных импульсов, одинаковые
как на низких, так и на высоких частотах,
§ 13. РАСЧЕТ Р Е Ж И М А РАБОТЫ
У С И Л И Т Е Л Я МОЩНОСТИ
На низких частотах, когда на работе транзистора не сказываются инерционные явления (/ < 0, 1/ а ), расчет режима
проводится аналогично расчету ламповых усилителей.
При этом следует учесть что наибольшая колебательная
мощность, вырабатываемая транзисторным усилителем, ог
раничивается четырьмя основными факторами:
а) предельно допустимым током коллектора / к д о п , та
как при работе без ограничения по этому току возмож
пробой коллекторного перехода или нарушение целостност
выводов;
б) предельно допустимым напряжением на коллекторном
и эмиттерном переходах Е и д о п и Е э д о п ;
в) предельно допустимой температурой. переходов /„ доп«1
так как с увеличением температуры увеличивается неуправ- 1
ляемый ток коллектора и возможен тепловой пробой.
Д л я кремниевых плоскостных триодов, которые обычно
используются в усилителях радиопередатчиков, эта темпе-]
ратура составляет порядка 150° С;
г) предельно допустимой
мощностью, рассеиваемой
транзистором:
РЯ0П = Р»
'"Д0П~С
п доп
.
(75)
'О
где Pn — номинальная допустимая мощность рассеяния
при температуре t°0 (по паспортным данным); f — температура окружающей среды.
Как и в ламповых усилителях максимальная колебательная мощность при к. п. д., близком к максимальному, получают в критическом режиме при угле отсечки 60 -г- 80°.
Пригодность транзистора для работы в рассчитанном
режиме определяется сравнением полученных при расчете
максимальных величин напряжений е„ ш а х , еэ ш а х , тока
'к max и / „ с предельно допустимыми.
На высоких частотах расчет режима работы значительно
усложняется ввиду описанных выше инерционных явлений,
особенно в эмиттерном переходе, напряжение на котором
резко уменьшается уже на частотах / ^ 0,1/ а .
В последние годы разработана инженерная методика расчета режима [8, 9, 10] на частотах, меньших fa, но при ряде допущений, когда параметры входной цепи (г б , С э и др.)
полагаются независимыми от частоты, температуры и напряжения, а при закрытом эмиттерном переходе входное сопротивление принимается бесконечно большим.
Исходными данными для расчета принимают заданную
колебательную мощность Р, максимальную рабочую частоту /шах и температуру окружающей среды t°.
94
Транзистор подбирают по мощности Р и частоте fmax:
Р < PN\ /max < (0,1 -г- 0,2) fa, где PN — номинальная мощность транзистора на граничной частоте / а .
Ориентировочно номинальную мощность можно определить по формуле [22]
Ры = (0,15 + 0.2) / к д о п | Е к „ о п | .
(76)
Принимая высокочастотный угол отсечки 0 К = 60 + 90 э
для режима усиления и 0 К = (110— 120°)/л — для умножителей, определяют коэффициенты разложения а 0 , а х ,
Yi> Pi = a i 0 — c o s в „ ) и проверяют пригодность транзистора по суммарной мощности рассеяния Р%р и коэффициенту
усиления по мощности К р :
РгрдаР(1-т])/г1<Ядоп,
где т] = 0,65 — 0,75 — к. п. д. по коллекторной цепи,
КР =-- /а f V 2 5 / m a x С к г б > (5 + 10) дб.
Мощность Р Д оп может быть определена по уравнению (75).
Затем переходят к расчету коллекторной цепи.
Определяют максимальную мощность, которую может
отдать транзистор, и коэффициент использования по мощности:
Р т а х да 0,35/,, д о п | ек т а х | ,
где
| е к т а х | да \ЕК\ +
+ UmH = | Ек | (1 + 1 ) = (1,8— 1,9) | Ек |— максимальное напряжение на коллекторе; Кисп = Р/Ртах.
Определяем амплитуду колебательного напряжения [22]
к max
и уточняем величину напряжения питания Ек и
Ек = |
max I
UmK, h =
UmK/\EK\.
Определяем амплитуду первой гармоники тока коллектора и постоянную составляющую:
/К1 = 2P/U mK ] / Ко = U, а 0 / а х < / к
доп.
Определяем подводимую мощность Р 0 , мощность рассеяния в коллекторной цепи Р к и к. п. д. по известным
формулам:
Р 0 = | £ к | / К о ; РК = Р 0 - Я ;
Л-Р/Р..
Эквивалентное сопротивление контура
кр -
£Ллк//к,>
нагрузки
В заключение производят расчет цепи базы в предположении, что входное сопротивление на высоких частотах определяется в основном величиной гс, что и практически
имеет место, так как на высоких частотах большая часть
внешнего напряжения возбуждения падает на сопротивлении базы, обусловленном рекомбинацией неосновных носителей.
Определяем амплитуды внутреннего и внешнего напря
жений возбуждения:
U,n6
~ Sot, (1 —cos 0 К ) '
Ш
+ ( C0TS)21
Um6?=UUVl
шах TS Ск 5 Pi Ra
1 +(«max Ts)2
Из графиков (34) по принятой величине 0 К и параметру а
для частоты / т а х [уравнение (73)] определяем параметр b
и по его формуле [уравнение (73)] для / = / т а х находим напряжение смещения на базе
Еб=
+
а
(77)
Определяем максимальное напряжение на эмиттерном
переходе
Б max =
— —
а
(1 ^ C O S ©К) +
Е'6О.
Это напряжение должно быть меньше предельно допустимого.
Определяем энергетические показатели входной цепи.
Мощность возбуждения
Рв = 0,5
Ufn6/RBX,
где /? в х да г б .
Амплитуда первой гармоники тока базы/б, =
2PB/UmQ.
Угол отсечки тока базы определяется -при амплитуде
внутреннего возбуждения, действующего непосредственно
на эмиттерном переходе (U'mб):
c o s 0 б — —(Е6—ЕБ0)/И'ТБ.
(78)
По углу отсечки определяют коэффициенты разложения
а и б , а 1 б , Y6 и Рхб, постоянную составляющую положительно96
го импульса / б о = УоГв, и ее значение с учетом отрицательной части импульса тока базы/бо р = / Ко /р = / Ко (1 — «)/<*,
где а, р — параметры транзистора.
В заключение расчета определяем мощность потери в источниках смещения Л б 0 = | £ б | / б , р рассеяния на базе Р б =
= РВ — Рбо и суммарную мощность рассеяния Р х р =
— Р к + Рg ^ Рдоп. которая должна быть меньше допустимой. Коэффициент усиления по мощности Кр = Р!РВ.
§ 14. СХЕМЫ У С И Л И Т Е Л Е Й МОЩНОСТИ
В транзисторных усилителях, как и в ламповых, возможны три варианта построения схем (см. § 8) в зависимости от
того, какой электрод транзистора является общим для входной и выходной цепей.
Схема с общим эмиттером (рис. 30), на основе которой
были рассмотрены особенности физических процессов транзисторных усилителей, является основной схемой усиления
мощности и получила наиболее широкое применение в практике. Это объясняется рядом важных преимуществ схемы:
— возможностью получения наибольшего усиления по
мощности, что позволяет ограничиться наименьшим числом
каскадов при заданном общем усилении;
— высокими входным и выходным сопротивлениями
схемы, что облегчает согласование входных и выходных цепей транзистора с высокоомными нагрузками (например,
колебательными контурами) и особенно важно при построении многокаскадных схем;
— к недостаткам схемы следует отнести зависимость
входного и выходного сопротивлений как от сопротивления
нагрузки и источника сигнала, так и от частоты.
Увеличение сопротивлений нагрузки и источника сигнала приводит к ослаблению отрицательной обратной связи
по току через сопротивление эмиттерного перехода г э , являющегося элементом связи входных и выходных цепей
в этой схеме. При этом уменьшаются и входное, и выходное
сопротивления и нарушается согласование.
С повышением частоты входное и выходное сопротивления также снижаются.
Как и в ламповой схеме с общим катодом, усилитель
поворачивает фазу входного сигнала на 180°.
Схема с общей базой (рис. 35) аналогична схеме с общей
сеткой лампового усилителя. В этой схеме входной сигнал
подается на участок эмиттер — база, а выходное напряжение
4
Зак. 249
97
действует на участке коллектор—база, куда и включается
колебательный контур.
В схеме с общей базой коэффициент усиления по мощности меньше, чем в схеме с общим эмиттером. В этой схеме
входной ток равен сумме токов коллектора и базы, что делает коэффициент усиления по току меньше единицы, в результате эту схему не имеет смысла применять в многокаскадном соединении.
Схема с общей базой обладает высоким выходным и низким входным сопротивлениями, которые зависят от сопротивлений нагрузки и источ-ника сигнала, однако эта зависимость носит иной характер, чем в схеме с общим эмиттером.
В схеме с общей базой существует положительная обратная связь по току через общее сопротивление базы /-б.
Рис. 35. Схема усилителя мощУвеличение сопротивлений наности с общей базой.
грузки и источника сигнала
приводит к ослаблению этой связи и увеличению входного
и выходного сопротивлений. Эти сопротивления также зависят и от частоты, с увеличением которой падает выходное
сопротивление, а во входном сопротивлении
появляется
реактивная составляющая индуктивного характера, вызванная наличием индуктивности вывода базы L 6 .
Схема с общей базой имеет более равномерную частотную
характеристику, что позволяет использовать ее для широкополосного усиления. К другим преимуществам схемы относятся большая температурная стабильность усиления и большая предельная рабочая частота.
Схема с общей базой находит некоторое применение в усилителях мощности и генераторах в более высокочастотном
диапазоне.
Схема»усилителя с общим коллектором, аналогичная
схеме с общим анодом, в усилителях мощности применяется крайне редко, так как, не имея преимуществ по коэффициенту усиления по мощности (по сравнению с другими схемами), обладает весьма низким выходным сопротивлением,
что затрудняет согласование с колебательными системами.
Эта схема (эмиттерный повторитель) широко используется
в усилителях напряжения и других радиотехнических цепях в качестве согласующей.
08
В транзисторных усилителях широко используются
двухтактные и параллельные схемы включения транзисторов.
Схемы питания транзисторных
усилителей
мощности.
Для нормальной работы усилителей на электроды транзистора необходимо подать Постоянные напряжения от соответствующих источников питания, обычно выпрямителей, питаемых от сети переменного тока.
В р-л-/?-транзисторах на коллектор подается отрицательное относительно общего эмиттера (или общей базы) напряжение от коллекторного источника питания,
В многокаскадных схемах коллекторы отдельных каскадов, как и в ламповых схемах, питаются параллельно от
одного источника через развязывающие фильтры (см. § 9).
В n-р-л-транзисторах полярность напряжения питания меняется на обратную.
Схемы питания коллекторов отдельных каскадов могут
быть как последовательными, так и параллельными. Начальная рабочая точка транзистора, определяющая его ток
покоя, устанавливается с помощью напряжения смещения,
подаваемого на базу относительно общего эмиттера (в схемах с общим эмиттером) или на эмиттер относительно общей
базы (в схеме с общей базой).
В /мг-р-транзисторах на базу подается отрицательное напряжение, а в п-р-п — положительное.
Различают две основные схемы подачи напряжений питания — от двух источников и от одного.
На рис. 30, 35 были показаны схемы подачи питания
с двумя источниками питания — коллектора и базы.
Эти схемы позволяют получить более стабильный режим
усилителя по постоянному току и обладают большей температурной стабильностью. Их недостаток — наличие двух
источников, усложняющих и удорожающих схему.
На практике более широкое применение нашли схемы
с одним источником коллекторного питания.•
Эти схемы, хотя и менее стабильны в диапазоне температур, но зато значительно дешевле и проще.
На рис. 36 показаны варианты подачи смещения на базу от источника коллекторного напряжения.
На рис. 36, а, параллельно источнику Ек подключается
делитель на резисторах Rx и R2. Сопротивление делителя
выбирается во много раз меньше сопротивления перехода
эмиттер — база постоянному току, тогда напряжение смещения £ б будет определяться только сопротивлением дели4*
99
теля и почти не будет зависеть от температуры и смены тран- i
зистора.
Сопротивление делителя определяется в этом случае по
формулам:
R, = (£„ -
Е б )/(/ о б + /дл);
R2 = Еб/ГДЛ)
(79)
где / о б — начальный ток в цепи базы; / д л — ток делителя.
Ток делителя выбирают в зависимости от амплитуды
первой гармоники тока базы / д л да (0,3 Ч- 3)/б,.
На рис. 36, б показана схема подачи смещения через
один резистор
Сопротивление этого резистора выби-
Рис. 36. Схемы питания усилителей с одним источником:
а — с делителем R,, Я2; б —с одним резистором Ri.
рается значительно большим величины сопротивления перехода эмиттер — база, в результате чего ток базы, проходящий по этому резистору, будет постоянным (/ б 0 да E j R { =
= const), и смещение Еа не будет зависеть от температуры
и других факторов, меняющих сопротивление перехода эмиттер — база (например, старение).
Схемы промежуточных и выходных усилителей мощности.
В промежуточных и выходных усилителях на транзисторах
в качестве нагрузки, кроме колебательных контуров, широко используются П-образные фильтры нижних частот
и высокочастотные трансформаторы на ферритовых сердечниках.
При использовании в качестве нагрузки колебательных
контуров обычно применяют автотрансформаторную индуктивную или емкостную схему между каскадных связей.
Наиболее удобны в наладке и более гибки индуктивная
(рис. 37, а) и автотрансформаторная (рис. 37, б) схемы.
Характерная особенность схем — неполное подключение
100
к контуру как коллектора данного каскада, так и базы последующего с целью снижения влияния на контур выходного и входного сопротивлений. При расчете усилителя эти
Рис. 37. С х е м ы п р о м е ж у точных усилителей:
а — с индуктивной связью;
б — с автотрансформаторной связью; в — с П-образным фильтром; г —ВЧ трансформатором.
сопротивления, а также их реактивные составляющие
должны пересчитываться в контур.
Нагруженный контур усилителя должен обеспечить заданный режим работы, необходимую мощность и напряжение возбуждения последующего усилителя и подавление
гармоник основной частоты,
В широкополосных транзисторных усилителях, п о з в о в
ляющих перекрывать без перестройки широкую полос
частот, основное применение нашли П-образные фильтр!
нижних частот и специальные в. ч. трансформаторы.
На рис. 37, в показана схема усилителя с П-образныи
фильтром С 4 , L 2 , С 5 , В которой коллектор подключен к де
лителю С 2 , Cs. Такая схема позволяет получить хороше
согласование транзистора с нагрузкой в широком диапазо
не частот и подавить высши
гармоники. П-образные филь
тры широко используются 1
в ламповых широкополосны)
усилителях. В диапазоне ко
ротких волн хорошие резуль
таты в широкополосных уси
лителях дает применение спе
циальных в. ч. трансформа
торов с тороидальными фер
. ритовыми сердечниками, ко
торые обладают малой собст
венной емкостью и индуктивностью рассеяния и позволя
ют
получить
равномерно*
усиление на частотах от еди
ниц до 20—30 Мгц без переРис. 38. Схемы выходных усистройки. Схема усилителя с;
лителей:
с — простая
схема;
б — сложная
в. ч. трансформатором пока-]
схема.
зана на рис. 37, г.
Выходные усилители мощности строятся как по простой,
так и по сложной схемам. Варианты построения схем аналогичны ламповым.
На рис. 38, а показан вариант простой схемы при емкостном характере антенны (LH — индуктивность настройки
антенны, С с в — емкость связи). Вариант одной из сложных,
схем выхода показан на рис. 38, б. Связь промежуточного
контура с антенным — автотрансформаторная. Настройка
антенны производится вариометром L H , промежуточного!
контура — емкостью С. В широкополосных передатчиках
применяют П-образные фильтры и в. ч. трансформаторы,]
В отличие от ламповых, в схемах выходных каскадов
значительно снижается эквивалентное сопротивление, обеспечивающее критический режим (R a к р ), поэтому почти
всегда параметр а к р > 1. Увеличение а к р приводит к повышению к. п. д. промежуточного контура, в результате чего
м а к с и м у м ы мощности в промежуточном и антенном контурах практически совпадают.
Д л я повышения выходной мощности применяется паралл е л ь н о е и двухтактное включение транзисторов.
Двухтактная схема усложняется необходимостью подбора транзисторов, идентичных по параметрам.
Д л я получения эффективной и надежной работы транзисторных усилителей необходимо при конструировании
и регулировке схем учитывать особенности транзисторов по
сравнению с электронными лампами — малые входные
и выходные сопротивления, большие собственные емкости,
большие токи коллектора и эмиттера, влияние температурного режима.
§ 15. У М Н О Ж И Т Е Л И ЧАСТОТЫ
НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х ПРИБОРАХ
Умножители частоты на транзисторах находят применение только на сравнительно невысоких частотах, когда
инерционные свойства транзисторов не проявляются достаточно сильно. С повышением частоты к. п. д. таких умножителей резко падает.
Эти умножители строятся по схемам, аналогичным ламповым, и позволяют получить 2- и 3-кратное умножение частоты.
На высоких частотах, особенно при переходе в диапазон
СВЧ, в последние годы в качестве умножителей частоты стали использовать нелинейные полупроводниковые диоды—
варикапы (или варакторы).
Применение этих приборов позволило осуществить многократное умножение (до 10—20-й гармоники) на частотах
до сантиметрового диапазона со сравнительно высоким
к. п. д — до 20—30%.
Принцип действия диодных умножителей частоты основан на нелинейной зависимости емкости /7-я-перехода от
напряжения, приложенного к диоду.
На рис. 39, а показана эта зависимость, которая приводит
к резкому искажению формы тока через диод при подаче на
него синусоидального напряжения. В результате в составе
анодного тока появится большое число высших гармоник.
Полная емкость р-я-перехода состоит из двух основных
составляющих, вызванных различными причинами.
Основная составляющая емкости — это так называемая
барьерная емкость, которая обусловлена наличием объем-
ных зарядов в p-n-областях. Д л я этой емкости характерны;
малые потери (высокая добротность), низкий Т К Е и слабая
зависимость от частоты приложенных колебаний (вплоть i
до диапазона сантиметровых волн).
Эта емкость существует при запертом диоде
С = А/(е к + ив)У,
где А — постоянный коэффициент; ив — входное напряжение; е к — контактная разность потенциалов; у — 1/3 -h
-f- 1 / 2 — коэффициент, зависящий от характера распределения примесей в переходе.
При частичном отпирании диода к зарядам р-я-перехода
добавляются заряды в соседних р и п областях, вызванные
диффузией неосновных носителей. Эта диффузионная емкость
резко изменяется при малых изменениях управляющего
напряжения (на несколько порядков больше, чем барьерная
емкость), но сильно уменьшается с ростом частоты, и на достаточно высоких частотах ее влияние можно не учитывать,
особенно в диапазоне СВЧ.
На рис. 39, б, в представлены две основные схемы умножителей на варикапах-последовательная и параллельная.
В схему, кроме варикапа, входят два фильтра, настроен-
ных на частоту входного сигнала (Фх) и выходного (Ф 2 ), Т. ё.
на частоты со и «со, где п — порядок.умножения частоты.
Выходное напряжение частоты ясо выделяется на нагрузке
2 Н . Обратное напряжение на варикап подается от источника
напряжения Еа через развязывающий фильтр
Lnp,
В последовательной схеме (рис. 39, б) фильтры Ф х и Ф 2
прозрачны для всех частот, кроме со и «со. В параллельной схеме, наоборот, фильтры прозрачны
для со и псо, непрозрачны — для остальных частот.
В последовательной схеме под влиянием синусоидального входного напряжения, приложенного к барьерной
емкости, через нее пройдет ток, содержащий высшие гармоники, и на фильтре Ф 2 , настроенном на частоту «со, и на нагрузке Z H выделится напряжение этой частоты.
Полное напряжение на варикапе в этом случае будет несинусоидальным и будет слагаться из пвстоянного смещения
£ а и напряжений на фильтрах Ф! и Ф 2 :
и = — Еа + Um ф, cos соt + Um ф2 cos (imt + ф),
где ф — сдвиг фаз на выходном фильтре.
Эта схема умножения позволяет выделить высшие гармоники (п > 2) на частотах до 3000 Мгц при достаточно высоком к. п. д. Ее преимуществом является наличие общей точки фильтров, заземленной по высокой частоте.
В параллельной схеме (рис. 39, в) под влиянием синусоидального входного напряжения через барьерную емкость,
вследствие ее нелинейных свойств, пройдет несинусоидальный ток, а через фильтры Ф х и Ф 2 — синусоидальные составляющие токов 1 - й и п-й гармоник соответственно. Ток
п-й гармоники создает на нагрузке Z H падение напряжения
этой частоты.
Недостатками последовательной схемы являются невозможность получения п > 2 для варикапов с равномерным распределением примесей в переходе (у = 0,5) и значительное падение к. п. д. с увеличением степени умножения,
а также отсутствие общей заземленной точки у фильтров.
При удвоении и утроении частоты с помощью варикапов
можно получить к. п. д. до 40—50%.
Варикапы обычно применяются для последовательного
умножения частоты кварцевого генератора, имеющего достаточную мощность, чтобы в результате умножения перейти в диапазон СВЧ с мощностью, достаточной для возбуждения усилителя мощности СВЧ (например, пролетного
Клистрона, лампы бегущей волны и пр),
Глава
IV
Л А М П О В Ы Е ГЕНЕРАТОРЫ
§ 16. ФИЗИЧЕСКИЕ ПРОЦЕССЫ С А М О В О З Б У Ж Д Е Н И Я
Л А М П О В Ы Х ГЕНЕРАТОРОВ
Ламповый генератор является первоисточником высокс
частотных незатухающих колебаний и преобразует энерп
источников электропитания в энергию токов высокой час
тоты.
Рис. 40. Блок-схема лампового генератора.
Ламповый генератор содержит нелинейный элемент
генераторную лампу, колебательную систему в виде одногс
или нескольких колебательных контуров, цепь обратно?
связи и источники питания (рис. 40).
Нелинейный элемент— лампа и цепь обратной связи —
предназначены для преобразования флюктуационных зату'
хающих колебаний, всегда имеющих место в колебательно!
системе и вызванных тепловым хаотическим движением
электронов в проводниках, в устойчивые, незатухающие,
колебания. Указанное преобразование требует выполнения
условия устойчивого равновесия. Это равновесие заключается в том, что необратимые потери энергии в колебательной системе за каждый период колебаний должны пополняться в определенные моменты времени.
Процесс должен быть устойчивым, а именно: при небольших нарушениях равновесия, например, когда в колебательную систему поступает несколько большее или меньшее количество энергии, чем необходимо, или это поступле106
н ие
происходит с опережением или отставанием во времени,
равновесие должно самопроизвольно восстановиться.
В то же время в начальный момент работы генератора,
когда включаются источники питания, его состояние должно быть неустойчивым, т. е. таким, при котором ничтожно
малые флюктуационные колебания в колебательной системе смогли бы возрасти до установившихся (стационарных)
значений и состояние генератора в этот момент должно
сделаться устойчивым.
Таким образом, процесс самовозбуждения заключается
в передаче части энергии из колебательной системы через
цепь обратной связи на управляющий электрод — сетку
лампы с целью такого управления анодным током, питающим колебательную систему, при котором выполняется
условие устойчивого равновесия в стационарном режиме
работы, и при этом в генераторе будут существовать определенные фазовые соотношения между переменными составляющими напряжений на управляющей сетке, аноде, колебательной системе и первой гармоникой анодного тока, необходимые для нормальной работы ламповой схемы (см. § 5).
Энергия, за счет которой происходят первоначальное
нарастание колебаний в колебательной системе и последующее поддержание стационарного режима, отбирается от источников питания лампы.
Определим количественные условия равновесия для лампового генератора с колебательной системой в виде параллельного колебательного контура.
§ 17. УСЛОВИЯ
САМОВОЗБУЖДЕНИЯ,
В установившемся режиме работы генератора токи и напряжения являются периодическими функциями времени.
В этом случае можно воспользоваться символическим методом анализа, вводя понятие комплексных амплитуд. "
Для упрощения расчетов токи сетки и высшие гармоники
анодного тока можно не учитывать, так как первые принципиально не влияют на процесс самовозбуждения, а вторыми
можно пренебречь при достаточно высокой добротности
контура и его хороших фильтрующих свойствах.
Эквивалентная схема генератора в установившемся режиме подобна схеме усилителя (рис. 19), отличие состоит
лишь в том, что в генераторе напряжение возбуждения Umgi,
обеспечивающее стационарный режим, подается не от постороннего, а от анодного контура. Это напряжение можно оп-
ределить из уравнения [42], введя в него величину комплекс
ного эквивалентного импеданса контура Z 3 вместо /? э :
U.mg,
а,
'±(R;
^ +zB)/.t = \( +
DZa)l
Напряжение, возникающее на сетке лампы за счет обратной связи,
(81)
U0 С ~ iXО С
где х о с — сопротивление обратной связи; / к , — комплексная амплитуда первой гармоники тока в контуре.
£tf
'Ч
М
2ак
Umttr'UmiiL
10
Уцс'^гпд
т
Рис. 41. Обобщенная эквивалентная схема генератора.
На рис. 41 показана обобщенная эквивалентная схема
генератора, которая поясняет принцип подачи напряжени я
обратной связи на сетку лампы с сопротивления связии
хос колебательной системы генератора, образованной сопротивлениями xagl, х а к и * о с .
Величину и фазу обратной связи характеризуют коэффициентом обратной связи, который показывает, какая
часть контурного напряжения подается на сетку и в какой
фазе:
ка
Uо с
U0 ,
и„
и„
и0.
'аЛ
(82)
Из уравнений (81) и (82) следует
U0C = jx0CJKl
= K0CZ3
/,,.
(83)
При равенстве напряжения Uoc (по величине и фазе)
напряжению Umgl [уравнение (80)] будут выполнены условия равновесия (однако об устойчивости этого состояния
судить еще нельзя). Таким образом, приравнивая уравнения
ГС8
(80) и (83), получаем основное условие самовозбуждения
в общем виде:
[(a//S) + D28]7a, =
откуда Кос — ((Xi/SZg)-]- D.
= 5 с р , получим
tfoeZ87.1.'
Обозначив
Koc = (l/ScpZa)
величину
+ D.
S/а,
=
(84)
Это уравнение дает количественную оценку общего условия равновесия, которое распадается на две составные
части: равновесие (баланс) амплитуд и равновесие (баланс)
фаз.
Б а л а н с амплитуд получается при равенстве модулей правой и левой частей уравнения (84), а баланс фаз — при равенстве из фазовых углов. Определим эти условия, полагая
проницаемость лампы достаточно малой (что не вносит большой погрешности, особенно при использовании экранированных ламп). При D = 0
откуда произведение
плитуд)
Ко с^ср^э
=
модулей
этих
Ко c S c p z a = 1
величин (баланс ам(85)
и сумма фазовых углов (баланс фаз)
Фк ос + Фэ = °.
(86)
где фкос — фазовый угол коэффициента обратной связи,
характеризующий сдвиг фаз между напряжением на анодном контуре и напряжением обратной связи (отсчитывается
от U m v к U m g l ) .
ф э — ф а з о в ы й угол анодной нагрузки, характеризующий сдвиг фаз между напряжением на анодном контуре
7 7 т к и током первой гармоники / а , (отсчитывается от / а >
к
й
т к
) .
Баланс амплитуд. Условие (85) баланса амплитуд позволяет определить коэффициент обрати,ой связи, при котором возможно самовозбуждение: Кое — 1 / 5 с р 2 8 .
Так как генерируемая частота близка к собственной
частоте контура, то эквивалентный импеданс контура при
109
расчетах коэффициента обратной связи можно считать чисто активным. Тогда
K/^UScpRb.
(87)
Рассмотрим величину 5 с р , которая называется средней
крутизной, и ее влияние на самовозбуждение. Из (42) при
D < 1 следует, что
С
аг/5
Р
m
Si
или
ср '
h
и mg,
(88)
Средняя крутизна характеризуется отношением амплитуд первой гармоники анодного тока и напряжения возбуждения.
Если мгновенная крутизна характеристики S = dia/dugl
непрерывно меняется вдоль характеристики лампы, зависит от ее формы и является периодической функцией времени, то средняя крутизна остается постоянной в течение каждого периода колебаний напряжения на сетке и меняется
только от периода к периоду по мере изменения U m g l и /„,.
Это значит, что за каждый период колебаний характеристику лампы можно считать линейной и анодный ток чисто синусоидальным. При переходе от одного периода к другому
5 с р меняется и зависимость 5 с р = cp (U m g l ) оказывается
нелинейной.
Из уравнения (87) следует, что минимальное значение
Кос — -^ocmin наблюдается при максимальном значении
S c p , т. е. в режиме I рода, когда 5 с р = S:
Кост1П=1№.
(89)
В режиме II рода требуется больший К о с Баланс фаз. Уравнение (86) указывает на необходимость синфазности / а „ U m g l и противофазности этих величин напряжению на аноде U m a . Д л я обеспечения противофазности Umgt
и Uma необходимо, чтобы сопротивление
xigl носило характер, противоположный характеру сопротивлений хос и х а к . Например, если xagi < 0, то хос > О
и *ак > 0 и наоборот,
Баланс^ фаз требует обязательной синфазности Umgl =
= U o c и 7,,. На рис. 42 показаны три возможных случая
выполнения этого условия.
110
Изменение фазовых соотношений при самовозбуждений
приводит к изменению генерируемой частоты, которая близка к собственной частоте контура / 0 .
Устойчивость баланса амплитуд. Условия устойчивости
равновесия амплитуд наиболее наглядно определяются
графическим путем с помощью колебательных характеристик
генератора и прямых обратной связи.
WK
V.m
9f
'а.
ас
(р -О
"UL
'ос
Рис. 42. Векторные диаграммы при выполнении условий баланса фаз.
Напряжение обратной связи является физической функцией контурного (а следовательно, и анодного) тока:
t/oc=Koc f m K = K o c / ? 9 / a i = * o c / K j .
(90)
Уравнение (90) графически представляет собой семейство прямых, проходящих через начало координат. Наклон
прямых зависит от степени обратной связи. В то же время амплитуда первой гармоники анодного (или контурного) тока
является физической функцией амплитуды напряжения возбуждения. Эта зависимость [/ а , = Ф (Umgl)].
называется
колебательной характеристикой генератора.
Форма колебательной характеристики зависит от начального режима работы генератора (положения начальной рабочей точки).
На рис. 43, а представлена колебательная характеристика (1) при выборе начальной рабочей точки на линейном
участке характеристики лампы (в режиме I рода).
Такая выпуклая форма характеристики наблюдается,
когда угол отсечки 90° < 6 < 180° и нарастание амплитуд
Umgl начинается в режиме I рода.
Е с л и н а ч а л ь н а я рабочая/точка установлена в режиме
II рода при угле отсечки 0 ^ 9 0 ° , то колебательная характеристика (2) имеет вогнуто-выпуклую форму и начинается
с начала координат только при 0 = 90° (рис. 43, б),
Рис. 43. Колебательные характеристики и прямые обратной связи:
а — при мягкой с а м о в о з б у ж д е н и и ; б — при жестком
самовозбуждении.
Совместив прямые обратной связи и колебательные характеристики на одном графике, можно определить точки,
в которых удовлетворяются условия устойчивого равновесия и которые определяют стационарные амплитуды тока
и напряжения в установившемся режиме.
Проведем анализ самовозбуждения в режимах I и II
рода.
Самовозбуждение в режиме I рода. Совместные точки (О
и а) на рис. 43, а удовлетворяют обеим зависимостям и,
следовательно, в этих точках выполняется баланс амплитуд (U m g , = U 0 c )Устойчивость процесса можно определить следующим
образом: если при данном токе / а , > 0 напряжение U'ос,
вызванное этим током в соответствии с прямой обратной
связи, создаст больший ток Ц, >• / а , по колебательной
характеристике, то колебания будут нарастать, а если меньший — то убывать. Следовательно, если крутизна прямой
обратной связи будет меньше крутизны колебательной характеристики в их общей точке, то эта точка будет неустойчивой (например, точка 0), и, наоборот,. Точка а определяет
устойчивый баланс амплитуд /а, от И Umg, от» KOTOpbie НЗЗЫвают стационарными.
Следовательно, в режиме I рода при включении генератора флюктуационные собственные колебания в контуре самопроизвольно нарастут до стационарных значений. Причем
при отклонении величин от стационарных значений в гу
или иную сторону они автоматически возвратятся к исходным стационарным значениям.
Такое самовозбуждение называется мягким.
При изменении обратной связи плавно меняются величины стационарных амплитуд анодного тока и напряжения
возбуждения, а при связи, меньшей определенного значения (Кос ^ К' ос), условия равновесия выполняются
только в начале координат и самовозбуждение невозможно.
Самовозбуждение в режиме II рода. На рис. 43, б представлены колебательная характеристика для этого режима
и семейство прямых обратной связи. Здесь возможны три
случая работы в зависимости от величины коэффициента обратной связи.
1. При Кос ^ Я'оо самовозбуждение невозможно, так
как в точках 0 и б состояние оказывается устойчивым.
2. При К"„о > К'00
получаются три стационарные
точки: 0, а и' е. В точках Л и в состояние устойчиво, так как
в них увеличение тока приводит к затуханию колебаний:
в первом случае до нуля, а во втором — до значения / а , Ст,
а уменьшение тока (что возможно только в точке в) — к нарастанию колебаний.
Следовательно, в рассматриваемом случае самовозбуждение самопроизвольно начаться не может; необходим начальный толчок тока / а , > /», „, который сделает колебания
нарастающими.
При I а , < / а , а колебания будут убывать. В точке а
равновесие является неустойчивым. Малейшее изменение
тока в этой точке всегда приведет либо к нарастанию коле-j
баний (до / а ), либо к срыву их.
'ст
3. При увеличении связи до К о с > К " ' о с образуется стационарная точка г\ состояние покоя окажется неустойчи- <
вым, и самовозбуждение начнется самопроизвольно. Однако
такой случай на практике встречается редко, так как требует чрезмерно большой обратной связи (что не всегда выпол-j
нимо) и, кроме того, приводит к уменьшению стационарных
амплитуд.
Начальный толчок тока и резкий срыв колебаний при
уменьшении Кис ДО значения К'ой характерны для режима
II рода. Такое самовозбуждение называется ж е с т к и м /
Жесткое самовозбуждение в генераторах не применяется.
Для получения мягкого самовозбуждения (и в то же время для сохранения режима II рода) в генераторах применяют автоматическое сеточное смещение. При таком смещении в начальный момент возникновения колебаний работа
происходит на среднем участке характеристики лампы в режиме I рода и самовозбуждение будет мягким.По мере нарастания амплитуд увеличивается отрицательное смещение
на сетке и рабочая точка переходит влево, устанавливая в генераторе режим II рода.
Наличие автоматического смещения приводит также
к большей устойчивости амплитуд колебаний и меньшей их
зависимости от сеточных токов.
Устойчивость баланса фаз. Баланс фаз в генераторе
должен быть устойчивым, т. е. небольшие отклонения от
условия баланса, вызванные изменением потерь в контуре,
потерь в цепи сетки, параметров контура и др., должны
автоматически привести к таким соотношениям в схеме, при
которых баланс фаз установится вновь. Исследования показывают, что контур обладает способностью автоматически
восстанавливать баланс фаз, причем эта способность тем
выше, чем больше добротность контура.
Например, если сопротивление контура носит индуктивный характер, напряжение на контуре опередит ток / а 1
и вызовет в цепи сетки напряжение U m g t , которое, в свою
очередь, создаст анодный ток, опережающий по фазе предыдущее свое значение. В результате частота увеличивается
до тех пор, пока фазы тока / а , и напряжения UMG, не совпадут и генерируемая частота не окажется равной собствен-
ной частоте контура. При увеличении генерируемой частоты,
когда / ' > / 0 , происходит обратный процесс и частота
уменьшается.
Следовательно, изменение генерируемой частоты до первоначального значения должно сопровождаться противоположным изменением фазового угла ф э , что вызывается характером его изменения с частотой.
Эти соображения приводят к следующему условию устойчивости фазы и частоты:
Лфэ/Л/
(91)
<0,
т. е. изменения фазы и частоты должны быть противоположны по знаку.
§ 18. О Д Н О К О Н Т У Р Н Ы Е СХЕМЫ
ГЕНЕРАТОРОВ
В одноконтурных схемах генераторов, широко используемых в диапазонах длинных, средних и коротких волн,
нагрузкой лампы служит
колебательный
контур,
включенный
в анодную
цепь.
Для осуществления самовозбуждения
обратная
связь должна быть достаточной по величине и обеспечивать противофазность
сеточного и анодного напряжений.
Генерация в Рис. 44. Схема лампового генератора с индуктивной обратной
этих схемах происходит на
связью:
частоте, близкой к собственной частоте колебательного контура. В схемах генераторов должна быть предусмотрена регулировка величины
обратной связи, собственной частоты контура, величины
эквивалентного сопротивления контура и связи с последующим усилителем.
Различают три основные схемы генераторов в зависимости от вида обратной связи — схема с индуктивной обратной связью (рис. 44), автотрансформаторной обратной
связью (рис. 45, а) и емкостной (рис. 46, а).
Две последние схемы называют трехточечными, так как
в них лампа непосредственно подключена к контуру тремя
точками — анодом, управляющей сеткой и катодом.
На рис. 41 была представлена обобщенная эквивалентная
схема одноконтурного генератора, к которой сводятся указанные типы схем. Рассмотрим кратко особенности этих схем.
Схема с индуктивной связью (рис. 44). В этой схеме напряжение обратной связи подается на сетку лампы с помо-
Рис.
45.
Ламповый генератор с автотрансформаторной
связью:
о — принципиальная
схема;
б — эквивалентная
обратной
схема.
щью катушки связи L C B . Необходимая фаза сеточного напряжения получается при противоположном направлении
Рис. 46. Ламповый генератор с емкостной обратной связью:
а — принципиальная
схема;
б — эквивалентная
схема.
намоток сеточной и контурной катушек. Коэффициент обратной связи
и,
М
(92)
K-oZ-a
U„
практически не зависит от частоты, что является одним из
преимуществ такой схемы.
Регулировка обратной связи позволяет установить оптимальный режим работы лампы. При чрезмерно сильной
связи наблюдается сильноперенапряженный режим работы,
при слабой связи снижаются устойчивость работы, мощ116
нссть, ухудшается стабильность частоты и возможен срыв
колебаний.
В схеме с индуктивной связью регулировка обратной
связи осуществляется обычно изменением взаимного расположения катушек Lcts и La.
Подбор величины эквивалентного сопротивления осуществляется изменением коэффициента включения с помощью анодного щупа «о». Настройка контура обычно производится конденсатором переменной емкости С. К преимуществам этой схемы относятся: отсутствие связи анодной
и сеточной цепей по постоянному току, что позволяет применить в этих цепях последовательные схемы питания; возможность плавной регулировки коэффициента обратной
связи с помощью вариометра; независимость К. ос от
частоты.
Недостатками схемы являются: увеличение габаритов
и стоимости генератора при применении вариометров обратной связи; влияние паразитной емкостной связи между
катушками LCB и La, что ограничивает применение генератора на волнах короче 50—60 м.
Трехточечные схемы представлены на рис. 45, а и 46, а,
а на рис. 45, б и 46, б — их эквивалентные схемы.
Собственная (а приближенно и генерируемая) частота
колебательной системы в этих схемах, очевидно, определяется из условия равенства нулю полного реактивного сопротивления при последовательном обходе:
*рез = хак +
с + xagt ~
(93)
откуда следует, что характер сопротивлений должен быть
вполне определенным, а именно: сопротивления на участках анод — катод и сетка — катод должны иметь одинаковый характер, а сопротивление участка сетка—анод — противоположный им.
Такое соотношение знаков этих сопротивлений указывает на противоположные фазовые сдвиги напряжений на
аноде и на сетке, так как в этом случае анод и сетка подключены к противоположным концам контура относительно общей точки — катода.
Поэтому в схеме с автотрансформаторной обратной
связью (рис. 45, а) хос и хак носят индуктивный характер,
a xagl — емкостный.
В схеме с емкостной обратной связью, наоборот, хос
и д:ак имеют емкостный характер, что требует индуктивного
характера xagi.
В схеме
(рис. 45, а)
с
автотрансформаторной
обратной
связью
Xgl[t — х 0 с = (oL gl , х а к = coLa и
/(ос
=
Хос'Хак ^ Lgt IL a
(94)
(без учета влияния взаимоиндукции между частями катушки контура).
Регулировка обратной связи в этой схеме достигается
перемещением точки подключения сетки
по виткам контурной катушки. Перемещением точки подключения анода
а подбирается необходимое эквивалентное сопротивление
контура, который является контуром II рода с коэффициентом включения
pL =
LJL,
где L a — индуктивность между анодом и катодом: L —
полная индуктивность контура.
Так как в схемах с автотрансформаторной обратной
связью анод и сетка соединены между собой по постоянному
току (через контурную катушку), то для их разделения необходимо применять параллельную схему питания цепи анода или сетки.
Недостаток схемы с последовательным питанием анода
(рис. 45, а) состоит в том, что ротор конденсатора настройки С находится под высокочастотным потенциалом по отношению к земле (корпусу). Это приводит к заметным емкостным влияниям при настройке контура и затрудняет сопряжение этого конденсатора с другими, у которых ротор заземлен.
К преимуществам схемы с автотрансформаторной связью
следует отнести: простоту конструкции; слабую зависимость
Кос о т частоты.
Основными недостатками схемы (кроме указанного выше)
являются трудность осуществления плавной регулировки
обратной связи и необходимость использования параллельных схем питания в цепи анода или сетки.
Применяется эта схема на длинных, средних и коротких
волнах (свыше 80—100 м).
В схеме с емкостной обратной связью (рис. 46, а) используется контур III вида, при этом
х 0 0 = 1 /ооС2; * а к = l/toCjj х а 3 г = сoL.
Коэффициент обратной связи определяется отношением
емкостей участков анод — катод и сетка—катод:
Кос ~ хос/хак
— Cj/C 2 .
(95)
Регулировка обратной связи и подбор необходимой величины эквивалентного сопротивления контура в этой схеме менее удобны, так как емкостную ветвь контура приходится составлять из нескольких последовательных конденсаторов и указанные регулировки производить переключениями щупов сетки и анода.
Анодный контур может настраиваться конденсатором переменной емкости или вариометром, причем элемент настройки находится под напряжением высокой частоты относительно земли при последовательной схеме питания.
Междуэлектродные емкости оказываются подключенными параллельно соответствующим контурным емкостям,
поэтому коэффициент обратной связи в схеме не зависит от
частоты.
Сложность регулировки схемы, трудность осуществления
плавной регулировки обратной связи и необходимость применения, как правило, схем параллельного питания анода
и сетки ограничили применение этой схемы.
Двухтактные схемы генераторов. Двухтактные схемы
генераторов получили особенно широкое распространение
в диапазоне метровых и дециметровых волн, когда в передатчике отсутствуют усилители мощности и он состоит из мощного генератора, работающего на фидерную линию или антенну.
Двухтактную схему генератора можно получить, соединив две одинаковые однотактные схемы в точках одинакового потенциала так, чтобы обеспечить балацс фаз в каждом
плече.
На рис. 47 показаны двухтактные схемы генераторов
с индуктивной и с автотрансформаторной обратной связью.
В схеме с индуктивной обратной связью (рис. 47, а) аноды ламп подключаются к противоположным концам контура,
а сетки — к противоположным концам катушки связи. При
соответствующем расположении этих катушек напряжения
на сетке и аноде каждой лампы будут в противофазе, в то
же время будут в противофазе и напряжения на сетках ламп
плеч, что необходимо для нормальной работы двухтактной
схемы.
В схеме с автотрансформаторной обратной связью
(рис. 47, б) необходимые фазовые сдвиги достигаются тем, что
Напряжение обратной связи, подаваемое На сетку ламйы одного плеча, снимается с части контурной катушки второго
плеча.
Процесс самовозбуждения в двухтактных схемах протекает так же, как и в однотактных, с присущими двухтакт-
Рис. 47. Схемы двухтактного генератора:
о —с
индуктивной
обратной
связью; б — с
связью,
автотрансформаторной
Обратной
ной схеме особенностями, а именно: для тока основной частоты лампы оказываются как бы соединенными последовательно и работают на общую нагрузку.
§ 19. Д В У Х К О Н Т У Р Н Ы Е СХЕМЫ
ГЕНЕРАТОРОВ
Двухконтурные схемы с внешней емкостной связью.
Двухконтурные схемы генераторов содержат два связанных
контура, подключенных к электродам лампы и образующих
с цепью обратной связи единую автоколебательную систему
(рис. 48, а).
На рис. 48, б, г представлены эквивалентные схемы двухконтурных генераторов с внешней емкостной связью и с различным включением контуров (общая точка двух контуров
заземляется).
Как известно из теории связанных цепей, двухконтурные схемы имеют две собственные частоты колебаний; верхнюю (или быструю) и нижнюю (или медленную), — отличные от собственных частот контуров.
120
В двухконтурной схеме генерируется та частота связи,
для которой выполняются условия
самовозбуждения.
Условия самовозбуждения всегда выполняются только на
одной частоте связи, причем генерируемая частота в большей степени зависит от параметров одного из контуров
и в меньшей степени от параметров другого. В то же время
второй контур влияет на величину обратной связи и режим
<-ак
Р и с . 48.. С х е м ы
двухконтурных генераторов
связью:
с
внешней
емкостной
а — с обратной связью через емкость сетка — анод; б — эквивалентная с общим
катодом; в — эквивалентная с обшим анодом; г — эквивалентная"с общей сеткой.
генератора. В двухконтурной схеме основной нагрузкой,
связанной с последующим усилителем, должен явиться тот
контур, который в меньшей степени влияет на генерируемую частоту.
Работа вариантов двухконтурных схем, приведенных на
рис. 48, принципиально аналогична. Рассмотрим наиболее
распространенную схему (рис. 48, а, б).
Частоты связи определяются из соотношения, аналогичного (93):
+ Хос = О,
1рез = Xgl +
где лгрез — результирующее реактивное сопротивление цепи
генератора при последовательном обходе; xgl — реактивное
эквивалентное сопротивление сеточного контура; хос— ре-
активное сопротивление обратной связи; xR — реактивное
эквивалентное сопротивление анодного контура.
На рис. 49, а представлены графики реактивных и результирующего сопротивлений.
й)-и>н
Рис. 49.
Графическое
определение условий самовозбуждения
двухконтурных схем:
а — зависимость реактивных сопротивлений контуров и результирующего сопротивления о т - ч а с т о т ы ; б — э к в и в а л е н т н а я трехточечная схема для нижней
частоты связи (для схемы с з а з е м л е н н ы м к а т о д о м ) ; в — то ж е д л я верхней
частоты связи; г — то ж е д л я верхней частоты связи (для схемы с заземленным анодом); д — го ж е д л я нижней частоты связи.
График лгрез подтверждает, что в системе существуют
две собственные частоты колебаний (частоты связи) сон
и ю в , на которых х р е з = 0, причем эти частоты отличны от
собственных частот контуров соа и cogl (выбран случай работы, когда (ogl < соа).
122
Определим характер отдельных сопротивлений и составим
эквивалентные трехточечные схемы на этих частотах для
схемы с общим катодом (рис. 48, а, б).
1. На нижней частоте связи сон реактивные сопротивления положительны (x gl > О, xa > 0), т. е. носят индуктивный характер, а реактивное сопротивление обратной связи
отрицательно ( х о с < 0 ) и носит емкостный характер. В результате эквивалентная схема (рис. 49, б) соответствует
автотрансформаторной трехточечной схеме. Следовательно,
для частоты со,, выполняется баланс фаз, и при коэффициенте
обратной связи, достаточном для самовозбуждения, схема
будет генерировать частоту со,,, которая меньше наименьшей
из частот контуров: сог, > со„ < ю а , причем баланс фаз
справедлив как при
•< соа, так. и при шЙ1 > <ва.
Так как анодный контур генератора связывается с первым
усилителем, то наиболее выгоден случай, когда соа > со?1.
При таком выборе собственных частот контуров изменение
параметров анодного контура, вследствие реакции первого
усилителя, почти не влияет на генерируемую частоту, что
приводит к ее более высокой стабильности. При ша ^ cogl
генерируемая частота сон в основном определяется частотой
ш а , а при соа > cogl — частотой a»gl и почти на зависит от соа.
2. На верхней частоте связи сов баланс фаз не выполняется и самовозбуждение будет невозможно. Эквивалентная
схема для этой частоты представлена на рис. 49, в (при
соа > 0)gl).
В схеме рис. 48, в (с общим анодом) самовозбуждение
возможно только на верхней частоте связи и то при условии, когда ю а < cog,. Это легко установить с помощью графика лгрез (рис. 49, а), который для всех вариантов схем одинаков. Действительно, на частоте сон баланс фаз не выполняется, так как хос < 0, а ха и xgl всегда положительны
(рис. 49, г). На частоте сов л : о с < ; 0 и самовозбуждение возможно только тогда, когда xgl > 0, а ха < 0; в этом случае
схема сводится к эквивалентной трехточечной схеме
(рис. 49, д). Указанные знаки сопротивления контуров на
частоте ю в возможны, когда (ogl > соа, в противном
случае х& > 0 и xgl < 0 и самовозбуждение не возникнет.
Следовательно, и в этой схеме генерируемая частота будет определяться частотой сеточного контура и почти не зависит от частоты анодного контура.
Двухконтурные схемы с обратной связью через емкость
СЯ Й1 нашли особенно широкое применение в мощных высокочастотных генераторах диэлектрического нагрева.
Двухконтурные схемы генераторов с электронной обратной связью. Один из наиболее эффективных способов повы- :
шения стабильности частоты — построение генератора по
двухконтурной схеме с электронной связью — предложен
Б. К. Шембелем в 1934 г. Эта схема широко используется
как в качестве генератора мощных передатчиков, так и в маломощных подвижных передатчиках при работе непосредственно на антенну без промежуточных усилителей. Преимущество ее заключается в том,
что генерируемая частота определяется параметрами контура, входящего в цепь -самовозбуждения,
полезная же мощность снимается
со второго контура, изменение параметров которого слабо влияет
на генерируемую частоту. Такое
разделение функций генерации колебаний и отбор полезной мощноРис. 50.
Эквивалентная сти позволяют повысить эталондвухконтурная
схема ные свойства контура, задающего
-- с электронной
связью частоту, и энергетические качества
на триоде.
контура, в котором вырабатывается
полезная мощность. В схеме Шембеля получается высокая стабильность частоты благодаря
слабому влиянию на частоту реакции последующих усилителей и нестабильности питающих напряжений.
На рис. 50 показана простейшая эквивалентная схема генератора на триоде. В анодную цепь лампы включены последовательно два контура: внутренний / входит в схему
самовозбуждения, внешний I I связан с нагрузкой. Оба контура обтекает анодный ток. Амплитуда колебательного напряжения, а следовательно, и полезная колебательная мощность перераспределяются в соответствии с величинами
эквивалентных сопротивлений внутреннего и внешнего контуров ( # э 1 и R a i ) .
Для увеличения мощности во внешнем контуре необходимо увеличить его эквивалентное сопротивление, т. е. выполнить условие Rai/R3i > 1.
Уменьшение мощности, выделяемой во внутреннем контуре, улучшит его тепловой режим, что-благоприятно скажется на стабильности частоты. Кроме того, снижение R a l
можно осуществить путем увеличения емкости контура,
а это приведет к уменьшению влияния на контур нестабильной емкости ламп и монтажа.
124
Однако высокая стабильность схемы будет обеспечена
только при ослаблении влияния внешнего контура на внутренний через емкости С а к , Cagl, емкости внешнего контура
относительно земли С м , взаимоиндукцию катушек, а также
через внутреннее сопротивление лампы.
Схема на триоде применяется сравнительно редко из-за
сильной связи между контурами. Лучшие результаты дает
использование тетродов и пентодов.
S)
Рис. 51. Эквивалентные двухконтурные схемы с электронной связью:
а — параллельная на тетроде; б — цоследовательная
на
тетроде,
На рис. 51, а, б представлены эквивалентные схемы:
параллельная (с заземленным катодом) и последовательная
(с заземленным анодом генераторной части лампы, функцию
которого выполняет экранная сетка).
В параллельной схеме (рис. 51, а) имеет место значительная паразитная связь между контурами через емкость анод—
экранная сетка Cagt. Применение пентода в этом случае не
дает заметного эффекта из-за слабого экранирующего действия редкой антидинатронной сетки.
Более совершенной является последовательная схема
(рис. 51, б), в которой экранная сетка соединена с электростатическим экраном Э и заземлена по высокой частоте.
При таком включении почти полностью устраняются паразитные связи через емкость анод—экранная сетка Cag2,
емкость внешнего контура относительно земли См и индуктивная связь между катушками контуров.
Сопротивлением связи между контурами является общее
для них сопротивление экрана, которое должно быть по
возможности небольшим. Вывод экранной сетки должен
быть коротким, что необходимо для уменьшения его паразитной индуктивности.
В схеме на пентоде защитная сетка (как и экранная) за-1
земляется по высокой частоте. В результате заземления
экранной сетки, служащей анодом возбудителя, катод может'
оказаться под высокочастотным потенциалом, поэтому его
следует защитить дросселем высокой частоты.
Последовательная схема благодаря преимуществам по
сравнению с параллельной имеет более широкое практичес-
Рис. 52. Схема генератора с электронной связью с параллельным питанием и емкостной обратной связью во внутреннем контуре.
кое применение. На рис. 5 2 представлена последовательная
схема на пентоде с заземленной экранной сеткой. Возбудитель собран по емкостной трехточечной схеме. Схема питания анода параллельная.
Особенностью работы лампы в схеме Шембеля является
то, что на экранной и защитной сетках (относительно катода),
как и на аноде, действуют высокочастотные напряжения. Это
объясняется тем, что указанные сетки подключены к внутреннему контуру и их мгновенное напряжение слагается из
постоянной и переменной составляющих; последняя определяется колебательным напряжением внутреннего контура.
Таким образом, мгновенные напряжения на электродах
будут:
e
g. = Umgl cos d)t-\-Egl;
e
g, = Eg, — Um, cos о)/;
где Egt,
родах;
126
ея, = Ев1 — C/^cosco/;
ea
Ea — Um cos сot,
Eg„ Eg3, Ea — постоянные напряжения на электU mi = (/ а , + / g M )/?8i — амплитуда
колебатель-
]
]
]
I
ного напряжения на внутреннем контуре, обтекаемом первыми гармониками анодного и экранного токов; U т =
= t/ m , + U m , — амплитуда колебательного напряжения
на обоих контурах; U m2 — l a i R B i — а м п л и т у д а колебательного напряжения на внешнем контуре.
Напряжения на аноде, экранной и защитной сетках изменяются синфазно, причем на защитной сетке в некоторые
моменты времени напряжение оказывается отрицательным.
Стабильность частоты. Высокая стабильность частоты
в схеме Шембеля может быть обеспечена только при ослаблении паразитной связи внешнего и внутреннего контуров через емкости лампы C a g l , С а к и С м (рис. 50), так как эта
связь приводит к реакции нагрузки на стабильность частоты.
Расчеты показывают, что эта реакция носит емкостный
характер и ее влияние эквивалентно подключению к внутреннему контуру дополнительной емкости, которая зависит
от междуэлектродных емкостей лампы, обратной связи и от
соотношения напряжений на контурах m =
UmJUmi.
Дополнительная емкость будет тем меньше, чем меньше
отношение т, поэтому, если необходимо максимально ослабить реакцию нагрузки и получить высокую стабильность
частоты, следует работать при малых т да 0,5—2.
В тех случаях, когда основной задачей является получение заданной мощности в нагрузке (например, при работе
внешнего контура непосредственно на антенну), можно допустить увеличение т и принять т ^ 6 — 7. При этом стабильность частоты значительно ухудшается.
Уменьшение паразитной связи через емкость внешнего
контура относительно земли С ы и емкость C g l g l почти полностью устраняется тщательной экранировкой экранной
сетки, поэтому влияние этой связи при расчетах не учитывается.
Паразитная связь через внутреннее сопротивление лампы ослабляется использованием в схеме пентодов (реже тетродов) с большим внутренним сопротивлением, а также применением критического или слегка недонапряженного режима по управляющей сетке. В этом случае изменения
анодного напряжения и параметров внешнего контура будут в меньшей степени влиять на анодный ток лампы, а следовательно, и на стабильность частоты. Д л я уменьшения
влияния экранного тока на суммарный ток лампы желательно выбрать режим лампы по экранной сетке также слегка
недонапряженным или критическим. Осуществление недонапряженного режима по управляющей сетке возможно при
выполнении условия eglXD\n > egl m a x . Угол отсечки и лампу выбирают с учетом тех же соображений, что и в схеме
одноконтурного генератора.
Иногда в схеме Шембеля применяют умножение частоты.
Внешний контур настраивается на вторую или третью гармонику анодного тока, а в н у т р е н н и й — н а первую. Н а - |
пряжение на аноде будет меняться как с основной, так и с
удвоенной (или утроенной) частотами, в отличие от напря- :
жения сеток.
В этом режиме напряжение на внешнем контуре создает- ;
ся второй гармоникой анодного тока, а на внутреннем —
суммой первых гармоник экранного и анодного токов.
Умножение частоты значительно ослабляет влияние
внешнего контура на внутренний.
§ 20. Э Л Е К Т Р И Ч Е С К И Е РАСЧЕТЫ ГЕНЕРАТОРОВ
Расчет генератора слагается из расчетов режима и контура.
Исходными данными для расчета служат рабочий диапазон частот / т 1 п
/max, допустимая нестабильность частоты ± А / / / , напряжение возбуждения последующего усилителя U'mgl, его входные емкость С в х 2 и сопротивление
г ВХ2 и в некоторых случаях мощность потерь в цепи его сетки (мощность возбуждения) ° в .
Вне зависимости от схемы широко распространены два
метода расчета — на заданную полезную мощность и на максимальную стабильность частоты.
Расчет на заданную мощность применяется в случае необходимости получения заметной мощности возбуждения
последующего усилителя. Во втором методе расчета добиваются максимальной стабильности, которая обеспечивается
при оптимальной с точки зрения стабильности связи лампы
с контуром, когда влияние лампы на контур оказывается минимальным.
Расчет режима генератора на заданную полезную мощность. Расчет режима генератора производится аналогично
расчету режима усилителя мощности с учетом следующих
особен ноете i:
1. Лампа генератора должна иметь номинальную полезную мощность значительно больше заданной.
Целесообразно использовать лампы с высокой крутизной, малыми междуэлектродными емкостями с малыми разбросами и низким сопротивлением нагрузки, обеспечиваю128
щим критический режим, так как низкое R a к р позволит увеличить емкость контура и уменьшить влияние емкостей лампы и схемы на стабильность генерируемой частоты.
Триоды, хотя и имеют меньшее число питающих напряжений, чем пентоды, ухудшают стабильность частоты при
работе в перенапряженном режиме из-за больших потерь
в цепи сетки. В пентодах, работающих в перенапряженном
режиме с малыми токами управляющей сетки (§ 5), реакция
последней на анодный контур ослабляется, что благоприятно сказывается на стабильность частоты.
2. В генераторах желательно использовать критический
или перенапряженный режим с целью повышения стабильности колебательного напряжения в диапазоне частот.
3. Выбор угла отсечки в также влияет на стабильность
частоты, так как наличие гармоник ее ухудшает. Поэтому
угол отсечки принимают большим, чем в усилителях:
0 да 8 0 — 120°.
'
Связь генератора с последующим усилителем обычно
принимается слабой. Коэффициент передачи .
Чп = P'JP ~ 0,05 н- 0,2.
Расчет режима проводится на крайних и средней частотах диапазона.
В результате расчета получают величины коэффициента
обратной связи Кос = Umgl/UmK
и эквивалентного сопротивления нагрузки R э к р .
Расчет колебательного контура. Расчет контура в диапазонном генераторе ведется на той крайней частоте диапазона, на которой обеспечивается минимальное характеристическое сопротивление контура Ршщ. обеспечивающее критический режим работ J
Рэкр ^ Rэ — Р 2 Рэ min
=
P2PmlnQ •
ИЛИ
Q' > Яэк Р /р 2 рт1п.
(96)
где р—коэффициент
включения контура; Q' — добротность контура с учетом реакции на него сеточных цепей генератора и последующего каскада.
При настройке контура емкостью p m l n наблюдается на
минимальной частоте, при настройке индуктивностью —
на максимальной.
Коэффициент включения контура р = U m a K / U m K , где
U т а к — а м п л и т у д а напряжения на участке анод—катод;
129
5 Зак. 249
£ 7 m K ~ амплитуда напряжения на полной индуктивности!'
или емкости контур Ь,
Д л я схемы с индуктивной обратной связью ршах = 1,
для трехточечных схем
Ртах =
U
m ак/(^так + Umgl)
= 1/(1 +
Кос)-
Добротность нагруженного контура будет меньше, чем
одиночного:
Q' = Р ш Jr'
= QО -
Л к),
где г' — г -Ь r B I I — полное активное сопротивление контура; г в н — с о п р о т и в л е н и е , вносимое в контур цепями сеток
генератора и последующего каскада; т]н = г в н /(г + г в н ) —
к. п. д. контура генератора; Q да 100 — 300 — добротность одиночного контура.
Необходимую добротность контура определяют, исходя
из допустимой нестабильности частоты:
(V > Я jQ-з /
^
'
кр АСвых -КАСВх/5ср Ra Кр)1
IA///I
'
'
где / — расчетная частота, Мгц\ АС п ы х , АС в х — нестабильности выходной и входной емкостей лампы, пф (порядка 20—
30% номинальных значений емкостей); 5 с р — средняя крутизна.
Д л я дальнейшего расчета принимают большее значение
добротности, удовлетворяющее условиям (96) и (97). Последующий порядок расчета зависит от того, конструируется или выбирается готовым орган настройки контура [4].
Глава
V
Г Е Н Е Р А Т О Р Ы НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х
ПРИБОРАХ
§ 21. УСЛОВИЯ С А М О В О З Б У Ж Д Е Н И Я
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
В радиопередающих устройствах наиболее широкое применение находят генераторы на плоскостных транзисторах,
которые, как и ламповые генераторы, состоят из активного
элемента — транзистора, колебательной системы, цени обратной связи и источников питания.
130
Транзисторные генераторы работают на частотах до сотен мегагерц, которые оказываются близкими к максимальной частоте генерации транзистора / г гаах.
Эта предельная частота ограничивает частотный предел
данного типа транзисторов по усилению мощности, которое стремится на / г т а х к единице.
Поэтому на частотах
т а х генерация также невозможна. Максимальная частота / г т а х в диапазоне до 20ч-г- 25 Мгц в несколько раз больше предельной частоты
усиления по току / а , а на более высоких частотах близка
к /а.
Особенности условий самовозбуждения транзисторных
генераторов, в отличие от ламповых, вызваны значительной
инерционностью процессов в транзисторе, в результате которых усложняются фазовые соотношения. Определим условия самовозбуждения для основной схемы с общим эмиттером.
Баланс амплитуд в транзисторном генераторе почти аналогичен уравнению (85) лампового генератора, с тем отличием, что в него войдет так называемый внутренний коэффициент обратной связи /С' о с :
•Scp Кос гд — I,
(98)
где Scv,=
IK,/Umo — средняя крутизна коллекторного
тока на рабочей частоте; za = рг Ra cos <рк — модуль эквивалентного сопротивления коллекторного контура; р ~
= U m K / U ' m к — к о э ф ф и ц и е н т включения контура со стороны коллектора; Ra—'Эквивалентное
сопротивление настроенного коллекторного контура; U'тк—
полное напряжение на всем контуре; К ' 0 с = 0 ' m & / U m o — в н у т р е н н и й
коэффициент обратной связи; U ' т а — амплитуда напряжения возбуждения на внутреннем переходе эмиттер — база; U m K — амплитуда на участке контура коллектор—эмиттер; ф„ — фазовый угол между напряжением на контуре
и коллекторным током.
Внешний коэффициент обратной связи /С ос , представляющий собой соотношение амплитуд напряжения возбуж :
дения на внешних зажимах эмиттер — база U m B к напряжению на контуре U m K , связан с К ' о с следующим соотношением:
Кос — Um(j/Uтк = и'тб U,u6/UmK Um6 = Кос. Ки0,
где /Саб = U'me/Umo— коэффициент передачи напряжения
в цепи эмиттер—база.
5*
13!
Практическое выполнение баланса амплитуд осуществ- ]
ляется подбором величин внешнего коэффициента обратной
связи К ос и коэффициента включения контура р.
Баланс фаз в транзисторных генераторах. Если в ламповых генераторах баланс фаз определяется уравнением,
в которое входят два фазовых угла — коэффициента обрат- •
ной связи и нагрузки (см. § 17), так как средняя крутизна —
величина вещественная и приобретает комплектный характер только в диапазоне СВЧ, то в транзисторных генераторах
средняя крутизна оказывается комплексной уже на сравнительно невысоких частотах, когда сказывается запаздывание неосновных носителей в процессе дрейфа в базе, поэтому баланс фаз наступает при условии равенства нулю фазовых углов средней крутизны, коэффициента обратной связи
и контура:
Wcp + VXoo + <Рн = 0,
(99)
где <pscp — фазовый угол средней крутизны, определяющий
сдвиг фаз между первой гармоникой коллекторного тока
и напряжением возбуждения на внешних зажимах эмиттер—
база (напряжением обратной связи);
Как уже оказывалось (см. § 4), фазовый угол <pscp = ф
слагается из двух составляющих (см. рис. 5):
<Pscp = фэ б + Фд,
определяемых временем дрейфа (ф д = ю/д) и сдвигом фазы
в цепи базы (ф э б ).
Баланс фаз, очевидно, наступает, когда
ф* ср + Ч Ч с = - Ф к Исследования и опыт показали, что фазовый сдвиг между напряжением обратной связи и напряжением на контуре
ф К о с в транзисторных генераторах'весьма мал: ф5ср >
фкос
ф к , поэтому практически баланс фаз состоит
в компенсации фазового сдвига, вносимого инерцией носителей и падением напряжения на внутреннем сопротивлении
базы, соответствующей расстройкой коллекторного контура:
ф = Ф5 ср = Фэ б + Фд ~
—Фк-
(100)
Чем выше генерируемая частота, тем сильнее проявляется инерция носителей в базе и тем больше расстройка контура, обеспечивающая выполнение баланса фаз.
132
На рис. 53 представлена векторная диаграмма, поясняющая выполнение условий баланса фаз. Вектор тока коллектора /к, всегда отстает по фазе от напряжения возбуждения
U m б, поэтому угол q>scp < 0. Для выполнения баланса
фаз контур в цепи коллектора должен быть расстроен так,
чтобы напряжение на нем U m R совпадало по фазе с СГтб
и фазовый угол был положительным (ф к > 0), т. е. эквивалентное сопротивление контура должно иметь индуктивный характер и напряжение
на контуре U m K должно опережать ток / к , на угол ф к .
Следовательно, генерируемая частота / будет отличаться от собственной частоты контура /о тем сильнее, чем она
выше. При этом снизится колебательная мощность в контуре и уменьшится 2 э ,что затруднит осуществление балан-
Рис. 53. Векторная диаграмма
са амплитуд
И потребует уве- т о к о в и напряжений генератоJ
, ,
л
ра на транзисторе
при
выполн
Н
личения коэффициента обратфаз.
нен ии б а л / н с а
ной связи.
При максимально возможной расстройке контура, когда
Ф„ = я/2, условие баланса фаз примет вид ф$ср т а х =
= я/2.
Так как фазовый угол ф5ср зависит от частоты, то это
уравнение определяет максимально возможную частоту генерации, на которой баланс фаз еще выполним.
Для повышения максимальной частоты применяют компенсацию фазового угла фЭб, вызванного комплексным характером внутреннего сопротивления базы. Для этого в цепь
базы включают реактивное сопротивление создающее дополнительный фазовый сдвиг фбДОп, противоположный по
знаку фэб- В результате условие баланса фаз примет вид
—Фб доп + Фэ б + Фд = —Фк
(101)
и левая часть этого уравнения уменьшится, что позволит
либо уменьшить расстройку контура (а в некоторых случаях
работать вообще без нее: при условии — ф б 3 0 D + Фэб +
+ ф д = —ф к = 0), либо повысить генерируемую частоту
так как в уравнение (101) войдет не сумма, а разность фазовых углов и баланс фаз можно получить на более высоких
частотах.
Таким образом, можно отметить следующие особенности
транзисторных генераторов по сравнению с ламповыми:
значительное отличие генерируемой частоты от собственной
частоты колебательной системы, причем величина расстройки увеличивается с частотой, резкое увеличение влияния
емкостей р-л-переходов на работу генератора и стабильность частоты; так как эти емкости в сильной степени зависят от режима работы и температуры транзистора.
Это необходимо учитывать при построении схем транзисторных генераторов.
§ 22. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
НА П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Х ПРИБОРАХ
Генераторы на транзисторах. Эти генераторы в основном
строятся по схеме с общим эмиттером с индуктивной, автотрансформаторной и емкостной связью. Типовые схемы
с индуктивной и автотрансформаторной связью представлены на рис. 54, а, б.
Схемы строятся с последовательным и параллельным питанием цепей коллектора и базы. Особенность схем заключается в обязательном неполном включении контура в цепь
коллектора, так как при таком включении уменьшается
влияние емкости р-п-переходов на стабильность и режим
работы генератора. При этом для повышения стабильности
желательно использовать высокодобротные контуры при
малом коэффициенте включения.
К особенностям схемы относятся также способы подачи
комбинированного смещения на базу. Это смещение слагается из отрицательного, фиксированного с потенциометра
/?!, R 2 (рис. 54), и автоматического положительного с сопротивления RQ за счет протекания тока базы /б 0 . Последнее смещение позволяет установить необходимый угол отсечки коллекторного тока.
Начальное смещение с потенциометра сдвигает начальную
рабочую точку вправо, при этом увеличивается крутизна
коллекторного тока, что обеспечивает мягкое самовозбуждение (при отсутствии этого смещения крутизна оказывается
близкой к нулю и самовозбуждение невозможно).
Когда колебания начнут нарастать, запирающее положительное автосмещение на R 6 за счет тока базы переводит
134
рабочую точку влево (см. рис. 7, б) и тем самым позволит
установить заданный угол отсечки коллекторного тока.
Недостатками схем с базовым автосмещением являютсяухудшение стабильности режима в диапазоне температур
и трудность обеспечения воспроизводимости режимов при
смене транзисторов из-за большого разброса коэффициента
усиления по току.
Рис. 54. Схемы генераторов на
транзисторах с обратной
связью:
а — индуктивной, б — автотрансформаторной; в — емкостной с обшей базой.
Поэтому для большей стабилизации режима применяют
эмиттерное автосмещение, при котором эмиттер соединяют
с корпусом через блокировочную емкость (рис. 54, б).
На частотах, близких к максимальной частоте генерации, в указанные схемы необходимо ввести в цепь базы фазирующие элементы для компенсации фазового сдвига <рэб,
что усложняет схему.
Кроме указанных схем, широкое применение на частотах,
не только значительно меньших, но и близких к / г т а х , получила схема с общей базой. На рис. 54, в эта схема построена на транзисторе типа п-р-п. В этой схеме (контур включен
между коллектором и заземленной базой) отпадает надоб-
ность в фазирующих элементах, так как контур одновременно с основным назначением выполняет функции этого
элемента и совместно с емкостью база—эмиттер и входной
проводимостью обеспечивает баланс фаз в широком диапазоне частот.
В этой схеме контур образован индуктивностью L и емкостями Сг, С2 и С 3 . Напряжение обратной связи снимается
Рис. 55. Эквивалентные схемы двухконтурных генераторов с электронной обратной связью:
а — на двух транзисторах; б — на одном
транзисторе.
ких частотах емкости С 3 , С 4 , Съ не включаются и их функции выполняют емкости транзистора.
Некоторое распространение получили двухконтурные
схемы с электронной обратной связью, аналогичные ламповым схемам Шембеля. Однако применение транзисторов
в этих схемах не дает такого эффекта, как в ламповых схемах на пентодах, хотя некоторое преимущество в отношении
ослабления влияния нагрузки на стабильность частоты генератора сохраняется.
На рис. 55 представлены варианты эквивалентных схем
с электронной обратной связью на двух транзисторах
(рис. 55, а) и на одном (рис. 55, б).
На схеме рис. 55, а генерация колебаний осуществляется
на первом транзисторе и частота определяется параметрами
внутреннего контура / . Выходная мощность снимается
с внешнего контура / / , включенного в цепь коллектор —
база второго транзистора.
Недостатками схемы являются необходимость удвоенного коллекторного напряжения и наличие двух транзисторов.
На рис. 55, б представлена схема на одном транзисторе
с заземленным коллектором и последовательным соединением контуров.
Генерируемая частота в основном определяется параметрами внутреннего контура / , и ее стабильность оказывается
значительно выше, чем в одноконтурных схемах.
Генераторы на туннельных диодах. В последние годы
были предложены схемы генераторов на туннельном диоде.
Основные преимущества генераторов на этих диодах
связаны с особенностями диодов — большой скоростью дрейфа носителей заряда через р-я-переход под влиянием сильного электрического поля, в результате чего резко увеличивается граничная частота — до диапазона СВЧ. Кроме того, кремниевые туннельные диоды обладают высокой температурной стабильностью и могут надежно работать в широком интервале температур окружающей среды.
Как известно, туннельный диод отличается значительным
количеством примесных атомов в обеих областях проводимости, что делает ширину р-я-перехода очень малой и приводит к большой напряженности электрического поля на
переходе.
При определенных положительных напряжениях в вольтамперной характеристике появляется падающий участок
динатронного типа, как у тетродов, на котором внутреннее
сопротивление будет отрицательным. Эта особенность характеристики и позволяет использовать туннельный диод
для генерирования колебаний.
Для построения схемы генератора необходимо установить начальную рабочую точку на падающем участке характеристики диода и подключить параллельно ему колебательный контур.
На рис. 56 показаны вольтамперная характеристика туннельного диода (рис. 56, а), его эквивалентная схема
(рис. 56, б) и схема подачи питания (рис. 56, в), обеспечивающая выбор начальной рабочей точки А при условии, что
результирующее сопротивление R будет меньше внутреннего сопротивления диода \ RIA\ на падающем участке:
R = RMRi
+
Дг)<|Я|д|.
т. е. когда нагрузочная прямая в статическом режиме будет
круче падающего участка (рис. 56, а).
' У современных туннельных диодов сопротивление \Rin\ да
да 100—200 ом и емкость р-я-перехода — порядка десятков
пикофарад.
На рис. 57, а показана принципиальная схема генератора с последовательным питанием, где С„ и LK — емкость
и индуктивность колебательного контура.
Рис.
56. Г е н е р а т о р
на
туннельном
диоде:
а — вольтамперная характеристика с нагрузочной
прямой;
б —- эквивалентная
схема туннельного диода; в —схема подачи питания на туннельный диод.
*А*Л
I
R
»>\*A\
Р и с . 57. С х е м ы и х а р а к т е р и с т и к и ген е р а т о р о в на т у н н е л ь н о м д и о д е :
а — с последовательным питанием; б —
с параллельным питанием: в — колебательная характеристика и нагрузочная прямая
генератора.
Самовозбуждение в схеме возможно только в том случае,
когда эквивалентное сопротивление контура /? э будет больше внутреннего сопротивления диода | R i a |. Это легко уста138
ловить с помощью колебательной характеристики диода
(зависимость амплитуды первой гармоники анодного тока
от амплитуды анодного напряжения) и нагрузочной прямой
в динамическом режиме, наклон которой определяется эквивалентным сопротивлением контура.
На рис. 57, в представлены эти зависимости, и, как было установлено ранее (§ 17), устойчивое равновесие будет
наблюдаться в точке а. Причем самовозбуждение будет
возможно только тогда, когда крутизна 5 колебательной
характеристики при малых амплитудах (у начала координат) будет больше крутизны нагрузочной прямой, т. е.
5 да l / | / ? i j > t g q > = 1/Яэ или
Я8>|Я|Д|,
где tg ф — угловой коэффициент нагрузочной прямой.
Исследования показали, что нормальный рабочий режим
генера ора обеспечивается при сравнительно небольшом
эквивалентном сопротивлении R3 да (3 -4- 4) | / ? г я | порядка
сотен ом, поэтому для уменьшения R 0 обычно применяют
схемы с неполным включением контура, как показано на
рис. 57, б в варианте с параллельным питанием.
§ 23. РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРОВ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Расчет генератора, как и усилителя, слагается из энергетического расчета режима работы и электрического расчета колебательной системы.
На низких частотах расчет режима генератора (как и усилителя) проводится аналогично расчету ламповых схем.
На высоких частотах расчет генератора несколько отличается от расчета усилителя тем, что необходимо учесть
условия выполнения баланса фаз [уравнение (100)], которые
требуют значительной расстройки колебательного контура,
увеличивающейся с ростом рабочей частоты.
По этой причине полезная активная мощность Рлк генератора уменьшается и будет отличаться от полной мощности Р :
Р а к = Р cos ф к = V 2 /к, V mK cos ф к .
К. п. д. генератора снижается:
П= ^
= 0 , 5 £а- ^ с о з ф к
Ро
0
и увеличивается мощность рассеяния на коллекторе:
Р« = Ро-Рак
= | £ к | / к . - 0 , 5 / к , C/mKcosфк.
Расчет режима генератора ведется в том же порядке, как
и усилителя, но на мощность Р, которую определяют по j
заданной мощности Рак и углу сдвига фаз ф„ : Р =
= Р а к /cos ф к .
Угол сдвига фаз ф„ определяют из уравнения (100), j
принимая фэб « (1 - г 2)ф д и вычислив угол дрейфа по вре- >
мени дрейфа
известному из справочных данных, и часто- ;
те со. В заключение расчета режима определяют внешний
коэффициент обратной связи /С ос =
U т к .
Электрический расчет контура генератора проводится
аналогично расчету лампового генератора (§ 20), но расчетной частотой является не генерируемая частота / , а собственная частота контура /о, отличающаяся от генерируемой
на величину А/ = / — / 0 , вызванную фазовым сдвигом ф к .
Так как
^
Q'= -
tg Т к ,
то
/0 = _
J
_
,
где Q' — добротность нагруженного контура.
Кроме того, так как контур расстроен, то его эквивалентное сопротивление будет иметь как активную, так и реактивную составляющие и условие уравнения (96) будет иным:
Q' >
кр/Р2 Рш1п cos ф к ,
а
Яэкр>Р2Яэт1пС05фк,
где /? 3 min— модуль эквивалентного сопротивления контура
• на крайней частоте диапазона, обеспечивающей критический
режим работы.
При расчете контура следует учесть влияние входных
и выходных емкостей триода.
Расчет блокировочных конденсаторов и дросселей проводится по аналогии с ламповыми схемами.
§ 24. СТАБИЛИЗАЦИЯ РЕЖИМА
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ И УСИЛИТЕЛЕЙ
Стабильность режима работы ламповых и транзисторных
усилителей и генераторов в значительной степени определяется постоянством положения начальной рабочей точки
характеристики, которая, в свою очередь, устанавливает
величину исходных токов лампы или транзистора.
В схемах на электронных лампах стабильное положение
начальной рабочей точки однозначно определяется величи140
нами постоянных напряжений питания, слабо зависит от
смены ламп и практически не зависит от изменения внешних
температурных условий. Отличием транзисторных схем
является сильная зависимость токов от температуры внешней среды и смены транзисторов (вследствие сильного разброса параметров последних). Изменение температуры окружающей среды приводит к изменению температуры р-п-переходов, от которой весьма сильно зависят величины токов
транзисторов и их параметры.
Питание транзисторов от обычных источников постоянного напряжения не обеспечивает стабильного положения
начальной рабочей точки, так как сильный разброс параметров отдельных экземпляров транзисторов и изменение
окружающей температуры приводят к значительным изменениям основных токов транзистора, а также обратного тока коллектора.
Обратный ток / к о б р — в а ж н ы й параметр транзистора.
Этот ток, обусловленный неосновными носителями при
разомкнутой цепи эмиттера, когда / э = 0, сильно зависит
от температуры и увеличивается с ростом последней по
экспоненциальному закону.
Между постоянными токами транзистора существуют следующие зависимости:
1к = h обр + а / э ; I a = Iк + /б.
где а = / к / / э при ЕК = 0 — коэффициент усиления по току в схеме с общей базой при короткозамкнутой цепи коллектора (для плоскостных триодов a = 0 , 8 5 — 0,98).
Из последнего уравнения следуег, что
/ . = (а/б + /к
о б р )/(1
— а); / э = (/ б + /к обР)/(1 — а).
При малом обратном гоке коллектора (I к 0бр
J б) постоянство тока базы приводит к постоянству°токов коллектора и эмиттера и изменения тока / 6 приводят к пропорциональным изменениям токов / к и / 0 .:
/„ =
а/б/( 1 -
а ) ; / э да / с / ( 1 -
а).
!
Наличие обратного тока коллектора приводит к дополнительным изменениям напряжения базы (а следовательно,
и тока коллектора). Эти изменения вызваны падением напряжения обратного тока коллектора на сопротивлениях
в цепи базы.
Д л я стабилизации режима транзистора необходимо добиться независимости его токов от температуры, что дости141
гается применением соответствующих схем. Наиболее простой является схема с питанием базы от источника коллек- 1
торного напряжения через большое активное сопротивление
(рис. 58, а).
В этой схеме гасящее сопротивление RQ выбирается значительно больше активного сопротивления эмиттерного перехода, а так как напряжение базы | Е 5 | значительно мень-
us
а)
5)
в)
Р и с . 58. С х е м ы с т а б и л и з а ц и и р е ж и м а П о л у п р о в о д н и к о в ы х т р и о д о в :
а — с питанием базы от источника коллекторного напряжения; б —с отрицательной обратной связью по напряжению; в — с тремя сопротивлениями.
ше напряжения коллектора | Ек |, то ток базы будет определяться только величинами | Ек | и R6 и окажется постоянным:
/« = (I
\E6\)/R6 да | Ек \/R6 = const.
Эта схема стабилизации хорошо работает только при
условии, когда обратный ток коллектора мал и не создает
в цепи базы дополнительных падений напряжений. На практике в большинстве случаев обратным током коллектора
пренебречь нельзя, особенно при повышении температуры,
и в этих условиях рассмотренная выше схема непригодна.
Лучшие результаты дают схемы стабилизации с отрицательной обратной связью между цепями коллектора и базы (рис. 58, б).
Коэффициент обратной связи Кос — Ua6/UaK =
ra6/R6.
Расчеты показывают, что изменения тока коллектора
в этой схеме в 1 + Кос К раз меньше, чем в схеме рис. 58, а
( К — коэффициент усиления по напряжению).
' Н а и л у ч ш и е результаты дает схема с тремя сопротивлениями (рис. 58, в); в ней напряжение на базу подается с делителя R 2 , Rз, а в цепь эмиттера включено сопротивление
Rlt через которое осуществляется отрицательная обратная
142
связь по току, обеспечивающая постоянство тока коллектора. Сопротивление R 3 выбирается из условия получения
нужного начального тока базы.
При правильном выборе сопротивлений эта схема стабилизации дает хорошие результаты даже в случае значительных изменений температуры.
Глава
СТАБИЛИЗАЦИЯ
ЧАСТОТЫ В
VI
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 25. СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ
И Д Е С Т А Б И Л И З И Р У Ю Щ И Е ФАКТОРЫ
Стабильность частоты передатчика количественно характеризуется абсолютной и относительной нестабильностью.
Абсолютная нестабильность А/ представляет собой максимальное отклонение частоты передатчика / г от номинального значения /, т. е. А/ = / г — / , причем это отклонение
учитывает одновременное влияние всех основных дестабилизирующих причин.
Более удобной характеристикой является относительная
нестабильность q = ± А///, определяющая относительное
изменение частоты.
Требования к стабильности частоты зависят от назначения передатчика, условий, в которых он должен работать
диапазона частот и экономических соображений.
К стационарным передатчикам любой конструкции, работающим в благоприятных температурных и атмосферных
условиях, предъявляются более жесткие требования в отношении стабильности частоты, чем к подвижным малогабаритным, которые обычно работают в более тяжелых климатических условиях и к которым предъявляются более
жесткие требования в отношении габаритов и веса.
Диапазон частот, в котором работает передатчик, также влияет на стабильность частоты. С увеличением частоты
при одной и той же относительной нестабильности увеличивается абсолютная нестабильность А/. Д л я сохранения
А/ в допустимых пределах относительная нестабильность
должна быть меньше.
Частота колебаний передатчика и причины ее изменений.
Частота передатчика определяется частотой генератора,
которую можно найти из условия баланса фаз.
На рис. 59 представлены зависимости фазовых углов
ф и Фкос от частоты при различных потерях в цепях сетки
и контура и при различных
величинах добротности контура.
Пусть в генераторе наблюдается
фазовый
сдвиг
фк ос > 0, тогда баланс фаз
произойдет
при
равенстве
Фэ = — фк ос , что соответствует в данном случае точкам
пересечения графиков ф э с
«ос
графиками — фя о с (точки а Ч-f- а3 на рис. 59, а). Эти точки и определяют генерируемые частоты.
A
Причины
непостоянства
генерируемой частоты заключаются в следующем.
fr
Во-первых, частота колебаний меняется при нарушеf
f
нии баланса фаз независимо
°
от причины, вызвавшей это
^«ОС
нарушение.
Уход
частоты
(при прочих равных услоР и с . 59. З а в и с и м о с т ь ф а з о в ы х
виях) тем меньше, чем выше
у г л о в Фк
и срэ от ч а с т о т ы :
добротность контура Q и меньа — при различной
добротности
ше фазовый угол <рк
т. е.
контура генератора: б - г при различной собственной частоте контура. чем меньше потери
в цепи
сетки генератора и контуре.
Во-вторых, частота колебаний близка к собственной
частоте контура и изменяется при изменении этой частоты.
Очевидно, что изменения частот / 0 и / г тем меньше, чем выше
эталонные свойства колебательного контура.
Расчеты показывают, что относительная нестабильность
fc
\
А/ г // г
ное
( А Ш + 6ф к о с + б Ф г
Первая составляющая А/ 0 // 0 представляет относительизменение собственной частоты контура, вызванное
изменением его параметров L и С:
AI
А/о
/о
2
L
АС
Д
С
'
С
Для снижения этой составляющей нестабильности необходимо повысить эталонные свойства колебательного
контура, т. е. использовать такие детали, которые бы в
меньшей степени изменяли свои параметры при различных
внешних воздействиях.
Вторая
составляющая
нестабильность
6фк 00 =
= Лфк ос /2Q представляет собой относительное изменение
генерируемой частоты, обусловленное потерями в контуре
и в цепи сетки, и зависит от добротности колебательной
системы. Величина 6фк ос невелика по сравнению с А/ 0 // 0 .
Третье слагаемое 6ф н — поправка частоты, называемая нелинейной. Она вызвана появлением высших гармоник и поэтому тем меньше, чем ниже их уровень.
Следовательно, для получения высокой стабильности
частоты генератора необходимо использовать колебательные системы с хорошими эталонными свойствами и большой добротностью.
Дестабилизирующие факторы и методы ослабления их
влияния на частоту. Основная нестабильность генерируемой частоты вызывается изменением параметров контура L
и С, в которые входят не только емкость контурного конденсатора и индуктивность катушки, но и емкости и индуктивности выводов ламп и транзисторов, монтажа, экранов и
другие паразитные индуктивности и емкости, подключенные
к контуру.
К основным факторам, действующим на общие параметры контура и стабильность частоты, относятся механические, температурные, атмосферные влияния и режим работы.
Механические влияния. Механические влияния на частоту появляются при вибрации, ударах, перекосах установочных плат и шасси, короблении каркасов катушек
и т. п. Эти причины приводят к периодическим (при вибрации) и односторонним изменениям геометрических размеров
контурных деталей, взаимному смещению деталей, монтажных проводов, экранов и электродов лампы генератора.
В результате меняются параметры контурных деталей,
паразитные емкости и индуктивности, входящие в контур,
а следовательно, и генерируемая частота.
Д л я ослабления влияния механических факторов прй |
конструировании передатчика принимают специальные ме- -1
ры, к которым относятся: амортизация генератора, его лам- 1
пы и отдельных деталей, а также передатчика в целом; я
размещение передатчика в местах минимальных сотрясений; 1
применение массивных, механически прочных и жестких i
деталей колебательного контура.
Монтаж генератора должен быть жестким, каркас и шас- \
си литыми или сварными, экраны жесткими и прочно за- 1
крепленными на шасси.
Температурные влияния. Колебания температуры эле- •
ментов генератора приводят к изменению генерируемой
частоты. Это изменение характеризуют температурным ко- '
эффициентом частоты, представляющим относительное из- \
менение частоты при изменении температуры на 1° С:
а, = Д///ДЛ
Температура контурных деталей в основном определяется температурой внешней среды.
Изменение температуры среды приводит к изменениям
L и С контура, диэлектрической постоянной диэлектриков,
входящих в конструкцию контурных деталей, активного
сопротивления проводов и др. Изменение температуры лампы вызывает изменение геометрических размеров ее электродов.
Влияние температуры на индуктивность катушки и емкость контурного конденсатора характеризуется температурными коэффициентами:
aL = AL/LAt°;
ctc = Д С / С Д Л
Изменение температуры приводит к изменению диаметра
витков катушки, шага намотки и ее длины, диэлектрической
постоянной каркаса и активного сопротивления провода
катушки.
Д л я уменьшения температурного коэффициента индуктивности (ТКИ) каркасы катушек делают из высокочастотной керамики с малыми температурными коэффициентами
расширения и диэлектрической постоянной (плавленый
кварц, ультрафарфор и др.).
Применяют горячую намотку катушки проводом, разогретым до 100—150° С, которая увеличивает плотность сцепления витков с каркасом. Широко используют конструкции
катушек с намоткой, изготовленной методом вжигания
металла в керамику.
Для уменьшения влияния изменения диэлектрической
постоянной материала применяют ребристые каркасы.
В результате Т К И снижается до (5—30) • 10~в, в то время
как .у обычных катушек он составляет (100—200) • 10 _в .
Изменение емкости конденсатора с температурой вызвано изменением геометрических размеров площади пластин
и зазора, возникновением деформации пластин и диэлектриков и изменением диэлектрической постоянной диэлектрика.
Как указывалось выше, нестабильность частоты, вызванная изменением L и С, определяется уравнением (102),
откуда следует, что температурный коэффициент частоты
'
/о ДЛ
2 V
СЫ° )
2
v
'
v
'
Поддержание постоянства / 0 , при котором a f
0
можно осуществить: уменьшением a L и ас до нуля; взаимной компенсацией их (a L + ас = 0); сохранением постоянной температуры контура (А/0 да 0).
Наиболее широко используются два первых способа,
с помощью которых снижают температурные коэффициенты
индуктивности и емкости, как описано выше, и осуществляют термокомпенсацию конденсаторами с отрицательными
Т Ч Е.
При третьем способе влияние внешней температуры
уменьшается помещением контура или генератора в целом
в термостат. Этот способ обеспечивает наилучшие результаты, но из-за сложности и высокой стоимости конструкции
генератора применяется только в ответственных случаях.
Изменение частоты оказывается особенно большим в
первые 15—20 линут работы генератора после включения
и называется «выбегом».
Атмосферные влияния. К атмосферным влияниям относятся изменения влажности воздуха и давления. Изменение влажности приводит к изменению диэлектрической
постоянной воздуха. С повышением температуры влияние
влажности будет сильнее.
Д л я уменьшения влияния влажности и давления необходимо использовать негигроскопичные диэлектрики, а
вместо конденсаторов с воздушным диэлектриком — керамические или вакуумные герметизированные.
Желательно осуществлять герметизацию генератора,
помещая его в термостат,
Влияние режима работы генератора. На частоту генератора значительное влияние оказывает р е ж и м его работы,
изменение которого приводит к изменению фазоЕых соотношений, междуэлектродных емкостей и теплового режима
деталей и лампы. На режим работы генератора действуют
непостоянство питающих напряжений и непостоянство реакции последующих усилителей.
Непостоянство питающих напряжений. Изменение напряжения питания лампы (анода, накала, экранной и управляющей сеток) приводит к изменению сеточных тсков
и потерям в цепи сетки. В результате этого изменяется фазовый угол коэффициента обратной связи, баланс фаз и частота колебаний.
Изменение напряжений питания влияет на тепловсй режим лампы, плотность ее объемного заряда и, следовательно, междуэлектродные емкости. Д л я уменьшения влияния
изменения питающих напряжений на частоту увеличивают
стабильность питающих напряжений. Питание генератора
желательно осуществлять от отдельных источников.
Существуют методы ослабления влияния питающих напряжений подбором реактивных элементов в цепи сетки для
компенсации фазовых сдвигов, вызванных изменением напряжений питания. Т а к а я стабилизация называется параметрической. Она дает хорошие результаты только при работе на одной частоте и в диапазонных передатчиках применяется редко.
В генераторах на транзисторах изменение напряжений
питания коллектора и эмиттера также приводит к изменению генерируемой частоты.
При изменении напряжения коллектора изменяется
емкость коллекторного перехода, изменение же напряжения эмиттера приводит, кроме изменения емкости его перехода, к изменению скорости дрейфа носителей в области
базы. В результате изменяется генерируемая частота изза нарушения баланса фаз и изменения параметров колебательной системы (как и в ламповом генераторе).
Применение компенсации фазовых сдвигов в цепи обратной связи ослабляет влияние непостоянства питающих
напряжений, особенно уменьшается влияние на частоту
инерционности носителей, связанной с нестабильностью
напряжения на участке эмиттер — база.
Непостоянство реакции последующих усилителей. Входная цепь первого усилителя, следующего за генератором,
входит в нагрузку последнего. Всякие изменения режима
148
этой цепи, вызванные изменением ее токов и паразитными
связями с выходной цепью, приводят к изменению нагрузки,
а следовательно, режима и частоты генератора.
Д л я уменьшения реакции первого усилителя на генератор необходимо ослабить связь с генератором, уменьшить
или свести к нулю входные токи первого усилителя, используя в нем буферный режим, а также построить его в режиме умножения частоты.
Реакция последующих усилителей может также выражаться в паразитных влияниях их токов на генератор,
в результате чего в деталях и проводах питания появятся
паразитные э. д. с.
Д л я уменьшения этих влияний, а также для ослабления
аналогичного влияния внешних полей генератор и его детали экранируют, а в цепях питания устанавливают развязывающие фильтры.
Меры, принятые для ослабления влияния дестабилизирующих факторов, позволяют получить общую нестабильность частоты порядка ± (5 — 10) • 10~8. В ряде конкретных случаев нестабильность может оказаться значительно
меньше ввиду того, что различные дестабилизирующие
факторы влияют на частоту в противоположных направлениях.
Кроме нестабильности, вызванной рассмотренными причинами, большое значение имеет точность градуировки
и установки частоты. При неточности градуировки и установки могут быть сведены на нет все мероприятия по ослаблению влияния дестабилизирующих факторов.
§ 26. КВАРЦЕВАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
В ГЕНЕРАТОРАХ
» -
Генераторы, в которых используются колебательные
контуры обычного типа, при условии выполнения всех требований по снижению влияния дестабилизирующих факторов позволяют получить относительную нестабильность
частоты порядка 10~4, что часто оказывается недостаточным. Д л я получения более высокой стабильности частоты
в современных радиопередающих устройствах широко применяют методы стабилизации с помощью электромеханических колебательных систем.
Электромеханическая колебательная система должна
обладать высокой добротностью, быть достаточно прочной
ИЭ
и малогабаритной, а также мало подверженной механиче-Ц
ским и температурным влияниям, обеспечивать простое |
преобразование механических колебаний в электрические.!
Наиболее удобными стабилизирующими электромеха- I
ническими системами являются пьезоэлектрические. Пьезо- |
электрический эффект заключается в появлении электри-1
ческих зарядов на гранях некоторых кристаллов при дей- 1
ствии на них механических сил (прямой эффект) и в меха- |
нических деформациях кристаллов при действии на них :
электрических сил (обратный i
эффект).
Пьезоэлектрическими :
свойствами обладают кварц, тур- i
малин, сегнетовая соль и неко- !
торые искусственные материалы,
изготовленные на основе тита- :
ната бария.
В передатчиках применяется,
главным образом, кварц, так
как турмалин встречается в природе редко, а сегнетовая соль
механически непрочна,гигроскопична и обладает низкими эталонными свойствами. Искусственные пьезоэлектрики также
имеют низкие эталонные свойства. Кварц наиболее полно
удовлетворяет
требованиям,
Рис. 60. Кристалл кварца и предъявляемым к стабилизируюего сечение.
щим колебательным системам, и
широко распространен в природе.
Кварц (Si0 2 ) встречается в виде кристаллов гексагональной системы (горный хрусталь). Кристалл представляет шестигранную призму, на основаниях которой расположены шестигранные пирамиды (рис. 60). Кварц тверд
и упруг, его физические свойства мало зависят от температуры, влажности и давления окружающей среды. Он хороший диэлектрик с высоким удельным сопротивлением
(порядка 1018 ом • см). Диэлектрическая постоянная е л;
л; 4,5 и почти не зависит от внешних условий.
Кристалл кварца имеет одну оптическую ось Z, проходящую через-вершины пирамиды вдоль кристалла, три
электрические оси X, проходящие перпендикулярно оптической оси через ребра призмы, и три механические оси Y,
150
перпендикулярные оси Z и граням призмы кристалла
(рис. 60).
Пластинка кварца вырезается из призмы под различными
углами к осям. В зависимости от ориентировки пластины
относительно осей различают простые и сложные (косые)
срезы кварца. При простых срезах пластина вырезается
так, что ее плоскость перпендикулярна оси Х(Х-срез) или
г
Р и с . 61. С р е з ы к в а р ц а :
а — X срез; б — Y срез; в — сложные.
оси Y (F-срез) (рис. 61, а, б). При сложных срезах пластина
вырезается параллельно осям X и Y и под углом к оси Z.
На рис. 61, в представлены сложные срезы кварца типов
AT, ВТ, СТ и т. д. до FT, срезы АС и ВС, а также GT. Наиболее часто применяются срезы AT с углом среза 0 да
да 35°, СТ с углом среза в да 38°, ВТ с углом среза 0 да
да —49° и др.
Применение сложных срезов позволяет свести к нулю
температурный коэффициент частоты кварца (ТКЧ).
Пластины с простым срезом имеют значительный Т К Ч
и для стабилизации применяются редко.
Пьезоэлектрические свойства кварца проявляются только в направлении электрических и механических осей.
Если пластину кварца подвергнуть действию меха-
йнтсских сил растяжения или сжатия вдоль осей X или Y,
то на гранях пластинки возникают электрические заряды
противоположного знака, которые при действии переменных сил будут переменными. Заряды возникают и при действии касательных к граням механических напряжений.
При действии постоянного электрического поля в кристалле возникают упругие деформации, величина которых
зависит от напряженности электрического поля, а знак —
от его полярности. При действии на пластинку переменного
электрического поля она совершает механические колебания, в результате чего в кварце распространяются упругие
колебания, которые, отражаясь от граней, образуют стоячие волны.
Виды колебаний и собственные частоты кварца. Для
стабилизации частоты применяются квадратные или круглые пластинки кварца или стержни прямоугольного сечения. В зависимости от формы пластин, их размеров и вида среза механические колебания бывают различными,
причем кварцевая пластинка может иметь несколько собственных частот и колебаний.
Различают следующие типы колебаний пластин: сжатия
и растяжения, изгиба, сдвига и кручения. Указанные колебания возможны на основной частоте и гармониках и происходят по длине и по толщине пластины. Благодаря пьезоэлектрическим свойствам пластины на ее гранях возникают
электрические колебания той же частоты.
В диапазоне радиочастот применяются колебания растяжения и сжатия по толщине (реже по длине) прямоугольной пластины.
Частота основных механических колебаний кварцевой
пластины {кгц) / да (1600 -f- 3600)/а, где а—размер
пластины в направлении волны, мм. .
Длина волны электрических колебаний зарядов на гранях пластины (м) X = ( c j f ) = 3 • 107/ = (78 -f- 200) а.
Д л я пластинки Х-среза при колебаниях по толщине
(а = d) Xd да 106d.
При колебаниях по длине (а да /)Я,( да 110/.
Для F-среза *kd да 156d и \ — 105/ (размеры а, I
и d даны в миллиметрах, Л, — в метрах).
На более коротких волнах следует использовать колебания по толщине, на более длинных — по длине.
Изготовление пластин на волны, меньшие 12—15 м, затруднено, поскольку из-за очень малой толщины пластина
оказывается хрупкой.
|
1
j
1
:
Собственная частота кварцевой пластины зависит от
температуры, а Т К Ч — а / — от типа среза. Наибольшего
значения он достигает в пластинах X и К-срезов.
Например, для Х-среза a f = — (20—30) • 10~6, а для
К-среза a f да -f- (80 Ч- 90) • 10_G. В сложных срезах Т К Ч
значительно меньше и при определенной температуре равен
нулю.
Т К Ч кварца при данной температуре f
а, = В (t° -
О,
где to — температура, при которой а , = 0; В да (10~г> -f- г Ю~7) — коэффициент, зависящий от типа
сложного
среза.
Д л я ослабления влияния температуры на стабильность
частоты в высокостабильных генераторах кварц помещают
в специальные термостаты с терморегулировкой, которые
обеспечивают высокую точность поддержания температуры - до Ю' 2 - 10- 3 °С.
Важным дестабилизирующим фактором является также
старение кварца, под которым понимают уменьшение его
собственной частоты со со временем.
Старение зависит от тщательности обработки пластины
и приложенного к пластине напряжения.
Для уменьшения старения необходимо, чтобы кварцевая
пластина работала при малых амплитудах напряжения.
Электрическая эквивалентная схема кварцевого резонатора. При включении в цепь генератора пластина кварца
помещается в кварцедержатель, состоящий из двух металлических электродов, с помощью которых осуществляется
электрическая связь пластины с лампой генератора или
транзистором. Необходимость применения кварцедержателя увеличивает затухание кварца и создает дополнительную емкость. Лучшие результаты получаются при металлизации пластин кварца и их закреплении в узлах смещений.
В большинстве современных конструкций держатель
помещается в защитный баллон, в котором создается вакуум. Кварцевую пластину в кварцедержателе называют
кварцевым резонатором. Кварцевый резонатор в цепи генератора можно рассматривать как электрический эквивалентный контур, состоящий из индуктивности, емкости и сопротивления. Параметры контура зависят от электрических
и механических свойств кварца, размеров пластины и конструкции держателя,
На рис. 62 представлены эквивалентные схемы кварцевого резонатора в виде электрического контура. В схеме
рис. 62, a Lq, С 9 и г ? — эквивалентные параметры кварца;
С 01 — емкость воздушного зазора между пластиной и обкладками; С0 — емкость кварцедержателя как конденсатора
с диэлектриком-кварцем. В схеме рис. 62, б воздушного
зазора нет.
Эквивалентные параметры контура зависят от размеров
и формы кварцевой пластины и типа среза, а емкости С0
и С 01 — от конструкции держателя. При включении кварцедержателя в схему к емкости С0
всегда прибавляется емкость монтажа. Так как большинство конструкций кварцедержателя воздушного зазора не имеет, то емкость
С01 рассматривать не будем.
Исследования кварцевых резонаторов показали, что теоретически вычисленные значения их эквивалентных реактивных параметров Lq и Cq подтверждаются эксданными, в то
Рис. 62. Эквивалентные периментальными
электрические
• схемы же время активное сопротивление
кварцевого
резонатора:
rq зависит от технологии изготова — с учетом емкости воздушного
зазора;
б — без
ления кварцевой пластины и конучета емкости
воздушного
струкции кварцедержателя и мозазора.
жет отличаться от теоретически определенной величины.
При работе на гармониках собственной частоты кварцевого резонатора индуктивность Lq не изменяется, а емкость
Сд уменьшается в п 2 раз (где п — порядок гармоники).
Величины эквивалентных параметров кварца отличаются от параметров обычных контуров, а именно: индуктивность, характеризующая инерционные свойства пластины, оказывается большой; Lq да 15 мкгн — 3 гн, емкость,
характеризующая
упругие свойства, — малой:
Cq да
да (0,01 — 0,65) пф\ сопротивление, определяющее потери
в пластине на трение и излучение ультразвуковых волн,
также невелико: rq да (3—200 ом.) Такой порядок параметров приводит к появлению высокой добротности эквивалентного контура — Qq да (3 — 30) • 104. Емкость кварцедержателя С0 да (5—50) пф.
При воздействии переменного электрического поля в
кварцевой пластине возникает обратный пьезоэлектрический
154
эффект, в результате чего, кроме обычного тока смещения,
проходящего через емкость С 0 , возникает ток пьезоэлектрического эффекта, величина которого зависит от соотношения частоты вынуждающей э. д. с. и собственной частоты
кварцевой пластины. При совпадении частот в кварцевой
пластине возникает явление резонанса и амплитуды механических и электрических колебаний становятся максимальными.
Так как кварцевый резонатор эквивалентен контуру
III вида, то существуют две резонансные частоты, при которых эквивалентное реактивное сопротивление кварцевого
резонатора равно нулю: частота, соответствующая резонансу последовательной ветви, fq = 1 / 2 л \ r L q C q и частота,
соответствующая параллельному резонансу,
/о = 1/2л y % c 9 c 0 / ( c 9 + c 0 ) = / , V 7 +
V
где kq = Cq/Ca — коэффициент связи с кварцевым резонатором.
Так как kq < 1 (порядка 10"2 — 10~4), то, применяя
формулу
приближенных вычислений, получаем / 0 да
да Ц1 + 0,5fe,), откуда (/ 0 — fq)lfq да 0,5£ 9 .
Относительная расстройка частот последовательного и
параллельного резонансов зависит от коэффициента связи
с кварцевым резонатором. Чем больше емкость держателя,
т. е. чем меньше kq, тем меньше расстройка.
Эквивалентное сопротивление контура кварцевого резонатора состоит из активной и реактивной составляющих:
Гдд ~ Zaq + jXgg,
причем raq и хэд находятся в сложной зависимости от
параметров контура, добротности, коэффициента связи и
частоты:
fdq
= Ф {kq,
Qq,
f)\
X3q
= фх (kq, Qq, f ) .
Из зависимости эквивалентных сопротивлений кварцевого резонатора от частоты (рис. 63) следует, что эквивалентное реактивное сопротивление контура носит индуктивный
характер в узкой области частот от / д до / 0 и емкостный —
на других частотах.
Чем больше емкость держателя С0 емкости кварцевой
пластины, тем уже область частот, в которой хэд > 0. При
чрезмерном увеличении С 0 емкостный ток делается настолько больше тока пьезоэлектрического эффекта, что послед155
ний уже не влияет на работу схемы, в которую включен
кварцевый резонатор. Тогда во всем диапазоне частот эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора носит
емкостный характер, стабилизирующие свойства кварца
не проявляются и явление резонанса исчезает (кривая 1
на рис. 63).
натора от частоты.
Ширина интервала частот fq — / 0 зависит от потерь
в кварцевом резонаторе. Чем больше потери, тем уже этот
интервал и меньше максимальное индуктивное сопротивление.
Использование кварцевого резонатора для стабилизации
частоты возможно только в интервале частот fq — / 0 , когда
эквивалентное сопротивление носит индуктивный характер,
так как только в этом случае наблюдаются механический
и электрический резонансы кварца и амплитуды электрических и механических колебаний имеют максимальные
значения.
Стабильность частоты генератора будет тем выше, чем
больше крутизна фазовой характеристики колебательного
контура. Очевидно, что для эквивалентного контура кварцевого резонатора крутизна максимальна вблизи частот
последовательного и параллельного резонансов. Вблизи
параллельного резонанса эта крутизна больше, чем вблизи
последовательного. Учитывая эти соображения, в большин156
стве схем генераторов используются параллельный
нанс кварцевого резонатора и генерируемая частота
резо-
/ = /о + А/,
где А/ — небольшая расстройка, показывающая, насколько генерируемая частота отличается от частоты параллельного резонанса.
Д л я повышения стабилизирующих свойств кварца желательно приблизить частоту параллельного резонанса / 0
к частоте / , так как нестабильная емкость монтажа, подключенная параллельно емкости держателя С 0 , меньше
влияет на величину резонансной (/„), а следовательно, и генерируемой (/) частот. Последняя в основном определяется
стабильной емкостью кварца. Д л я увеличения С0 в некоторых схемах параллельно кварцедержателю подключают
высокостабильную постоянную емкость, сужающую ин.тервал частот fq — /0.
§ 27. КВАРЦЕВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ НА ЭЛЕКТРОННЫХ ЛАМПАХ
И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
В современных радиопередающих устройствах и разнообразной радиотехнической аппаратуре широкое распространение получили кварцевые генераторы, которые позволяют обеспечить высокую стабильность частоты, особенно необходимую при современных методах радиосвязи.
В кварцевых генераторах наряду с электронными лампами широко используются транзисторы и туннельные
диоды.
Основными схемами кварцевых генераторов являются
осцилляторные, мостиковые и с избирательной обратной
связью.
Кварцевые генераторы на элгктро:гны< лампах. Осцилляторные схемы. В этих схемах кварцевый резонатор непосредственно Еходит в колебательную систему генератора
и самовозбуждение происходит только при индуктивном
характере сопротивления резонатора. Если это условие не
выполняется, то колебания срываются. Осцилляторные
схемы кварцевых генераторов изображены на рис. 64, а
(с включением кварцевого резонатора между сеткой и катодом) и на рис. 64, б (с включением кварцевого резонатора
между сеткой и анодом).
Так как на генерируемой частоте сопротивление контура, эквивалентного кварцевой пластине, имеет индук157
тивный характер, а обратная связь осуществляется через
емкость (C agl в первой схеме и CglK — во второй), то баланс
фаз выполняется только тогда, когда в первой схеме сопротивление участка анод—катод будет носить индуктивный характер, а во второй —емкостный.
На рис. 64, в, г показаны эквивалентные трехточечные
схемы на генерируемой частоте, когда выполняется баланс
фаз.
ЬА 1
Ю
Рис. 64. Схемы кварцевых генераторов:
L
Л
V<
"Т%<
:
о —кварцевый резонатор включен в цепь сетка — катод; б — кварцевый резонатор включен в цепь сетка — анод; в — эквивалентная
трехточечная схема генератора с кварцевым
резонатором в цепи сетка — катод на генерируемой частоте; г — эквивалентная трехточечная схема генератора с кварцевым резонатором в цепи сетка — анод па генерируемой
частоте.
Получить нужный характер сопротивления анодного
контура можно соответствующей настройкой. На частотах
/ > / о сопротивление контура носит емкостный характер,
а при / < /о — индуктивный. Следовательно, в первой схеме (рис. 64, а) контур должен быть настроен на частоту,
большую частоты кварцевого резонатора, а во второй
(рис. 64, б) — на меньшую.
Вместо контура в анодную цепь первой схемы можно
включить индуктивность, а в анодную цепь второй—емкость
или активное сопротивление. В последнем случае характер
анодной нагрузки остается емкостным из-за емкости С а к .
Расчеты условий самовозбуждения осцилляторных схем
кварцевых генераторов по'казывают, что граничные частоты
самовозбуждения близки к собственным частотам кварцевого резонатора.
Нижняя граничная частота лежит вблизи собственной
частоты последовательного резонанса /
а верхняя —
вблизи частоты параллельного резонанса /„.
В схеме с кварцевым резонатором в цепи сетка — катод
(рис. 64, а) параллельно резонатору включается сопротивление утечки R g ,, которое несколько снижает его добротность. Включение дросселя последовательно с сопротивлением Rgl недопустимо, так как может привести к самовозбуждению и без резонатора (или при неисправности его)
вследствие индуктивного характера сопротивления участка
сетка — катод, обусловленного наличием дросселя.
Схема широко распространена в диапазоне коротких
и средних волн. На волнах свыше 1000 м обратная связь
оказывается недостаточной для выполнения баланса амплитуд. Д л я увеличения связи до требуемой величины включают дополнительный конденсатор на участке сетка — анод
или применяют дополнительную связь с контура (подвозбуждение).
Схема с кварцевым резонатором в цепи сетка — анод
(рис. 64, б) позволяет получить несколько большую стабильность частоты. Ее недостатком по сравнению со схемой
64, а является то, что кварцевая пластина работает в более
тяжелых условиях, а именно: переменное напряжение на
ней равно сумме входного и выходного напряжений, так
как Uag, = t/ g l (l + К), где К — коэффициент усиления
схемы по напряжению.
Мостиковые схемы кварцевых генераторов. Недостатком осцилляторных схем является трудность, а подчас и невозможность возбуждения кварцевой пластины на гармониках, что позволило бы значительно повысить эквивалентную добротность Qqn и стабилизирующую способность.
Этот недостаток вызван вредным влиянием емкости кварцедержателя, уменьшающей область частот, в которой сопротивление кварцевой пластины носит индуктивный характер. С увеличением номера гармоники (т. е. частоты)
емкость кварцевой пластины Cqn = Cq/n2 уменьшается,
что приводит к уменьшению коэффициента связи с ней:
kqn = С,„/Со = Cq/n2C0
=
кчЩ\
При этом во столько же раз уменьшается относительная
расстройка частот параллельного и последовательного ре'
зонансэв:
(fon ~ fqn)ifqn
«
0,5V"2-
Такое сужение области частот, в которой эквивалентное реактивное сопротивление кварцевого резонатора носит
индуктивный характер и где возможна генерация, не поз-
воляет получить возбуждение серийных резонаторов уже
на третьей гармонике.
Для ослабления вредного влияния емкости С0 применяют
мостиковые схемы кварцевых генераторов, в которых эта
емкость нейтрализуется, что облегчает возбуждение кварцевого резонатора на гармониках.
В мостиковых схемах кварцевый резонатор включают
в одно плечо моста, остальные три плеча составляют из
Л—н
а— с
Р и с . 65. М о с т и к о в а я с х е м а к в а р ц е в о г о г е н е р а т о р а :
индуктивно-емкостным мостом; б — эквивалентная схема индуктивноемкостного моста.
элементов колебательного контура и нейтродинного конденсатора Cfj. Мост включают в цепь обратной связи генератора.
В моменты баланса моста емкость кварцедержателя С 0
компенсируется, при этом анодная и сеточная цепи генератора, подключенные к диагонали моста, будут электрически развязаны, т. е. электрические колебания в одной
цепи не вызовут колебаний в другой и самовозбуждение
будет невозможно. Баланс моста осуществляется на всех
частотах, отличных от собственных частот механически^
колебаний кварцевой пластины. На частотах, близких к
собственным частотам последовательного резонанса / и
fqn, резко уменьшается сопротивление резонатора, что
приводит к разбалансу моста, и при выполнении условий
самовозбуждения в схеме возникнут колебания с частотой,
близкой к fq или fqn.
На рис. 65, а представлена одна из мостиковых схем
кварцевых генераторов с индуктивно-емкостным мостом,
два плеча которого составлены из кварцевого резонатора
и нейтродинного конденсатора См, а другие два плеча образованы частями контурной катушки L' и L". К одной диагонали (точки g u 3) подключена сеточная цепь лампы, и на
ней действует напряжение возбуждения Umgl-, ко второй
(точки /, 2) — анодная цепь, причем в этих точках действует напряжение
Ui, 2 = р У т к ,
где U m K — амплитуда напряжения на контуре; р — коэффициент включения контура.
Эквивалентная схема моста изображена на рис. 65, б.
Исследования показывают, что в мостиковых схемах
генерируемая частота близка к частоте последовательного
резонанса кварцевой пластины и в некоторых режимах может точно совпадать с ней. Это позволяет получить весьма
высокую стабильность генерируемой частоты. Величину
генерируемой частоты (основную частоту кварцевой пластины или ее механические гармоники) устанавливают настройкой анодного контура, не меняя элементов моста.
Использование схемы с индуктивно-емкостным мостом
обеспечивает хорошие результаты в диапазоне метровых
и коротких волн; ее конструктивным недостатком является
необходимость иметь выводы от катушки колебательного
контура.
К недостаткам мостиковых схем генераторов относится
возможность паразитного самовозбуждения при разбалансе моста на частотах, значительно отличающихся от частот
кварцевого резонатора. Это самовозбуждение возникает
при определенных настройках анодного контура на частотах, больших частоты кварцевого резонатора, при емкостях
нейтродинного конденсатора См, больших статической емкости кварцевого резонатора С 0 .
Мостиковые схемы позволяют получить весьма высокую
стабильность частоты (до Ю -7 — 10~8) и используются
в различной прецизионной аппаратуре. В среднем кварцевые генераторы без применения термостатов и калибровки
в схеме обеспечивают стабильность 5 • 10"5 — 5 • Ю - 6 .
При использовании термостатов, калибровки и т. д. стабильность можно повысить до (1—5) • 1СГ', а в ряде схем
и значительно больше.
При работе на гармониках в мостиковых схемах можно
непосредственно получить стабильные частоты в диапазоне
6
Зак. 249
161
У К В (до 200— 250 Мгц), так как возможна работа на гармониках высокого порядка (до 15—30).
Кварцевый генератор по схеме Шембеля. Кварцевые
генераторы обычно работают ца низком уровне мощности,
так как увеличение их мощности отрицательно сказывается
на стабильности частоты.
Поэтому в тех случаях, когда необходима достаточная
мощность при условии высокой стабильности частоты,
применяют схему Шембеля с резонатором во внутреннем
контуре, желательно в режиме умножения, когда внешний
контур настраивается на нужную гармонику.
На рис. 66 показан один из вариантов такой схемы кварцевого генератора.
Во внутренний контур входят емкости С 1( С, и резонатор, образующие емкостную трехточечную схему с заземленным анодом, функции которого выполняет экранная
сетка. Катод отделен от земли дросселем высокой частоты
Rg— сопротивление утечки, на котором создается небольшое автоматическое смещение. Внешний контур образован элементами L a и С а .
Кварцевые генераторы на полупроводниковых приборах. Применение полупроводниковых приборов в схемах
кварцевых генераторов позволило значительно повысить
стабильность частоты из-за снижения опасности перегрузки
пластин вследствие малых токов и мощности, действующих
в полупроводниковом элементе генератора. Наличие малых
напряжений, действующих на резонаторе, уменьшает старение кварца.
Кварцевый полупроводниковый генератор может быть
легко сделан в миниатюрном исполнении, при этом облег-
чается и удешевляется применение термостатов не только
для резонатора, но и для генератора в целом.
Схемы транзисторных кварцевых генераторов. Большинство схем кварцевых генераторов на транзисторах аналогичны ламповым, однако при их расчете и конструировании
следует учитывать низкое входное сопротивление транзистора, сильную зависимость его параметров от температуры
и особенности работы на высоких частотах.
+
Р и с . 67. С х е м ы к в а р ц е в ы х г е н е р а т о р о в
на п о л у п р о в о д н и к о в ы х т р и о д а х :
а — генератор с резонатором на участке коллектор — база; б — генератор с резонатором
в цепи обратной связи; в — мостиковая схема
генератора.
Осцилляторные схемы. Из вариантов осцилляторных
схем применяется только схема с резонатором в цепи база —
коллектор, аналогичная схеме рис. 64, б и показанная на
рис. 67, а, так в этой схеме входное сопротивление участка
база — коллектор велико и в меньшей степени влияет на
работу и параметры кварцевого резонатора. Схема возбуждается при индуктивном характере сопротивления резонатора и эквивалентна емкостной трехточечной.
Нагрузка в цепи коллектора должна иметь емкостную
реакцию и в качестве нагрузки можно использовать активное сопротивление.
При помещении кварцевого резонатора в цепь коллектор — эмиттер будет сильно сказываться шунтирующее
действие сопротивления нагрузки и выходного комплексного сопротивления транзистора, что ухудшит стабильность
частоты. По этой причине схема применяется редко.
6*
163
Схема с резонатором в цепи база — эмиттер вообще не
применяется из-за сильного шунтирующего действия на
резонатор входного сопротивления участка база—эмиттер.
Схемы с избирательной обратной связью. В этих схемах
кварцевый резонатор включается последовательно в цепь
обратной связи генератора. На частоте последовательного
резонанса fq сопротивление резонатора делается малым и обратная связь увеличивается до величины, достаточной для
самовозбуждения.
При отходе от частоты fq сопротивление резонатора резко
возрастает (§ 26), обратная связь уменьшается и колебания
срываются. Таким образом, эти схемы генерируют только
на частоте последовательного резонанса, что позволяет получить высокую стабильность частоты.
Недостатком этих схем является возможность появления паразитной генерации на частотах, отличных от fq,
на которых могут быть созданы условия самовозбуждения,
а резонатор будет представлять собой только емкость.
На рис. 67, б показана схема генератора с индуктивной
связью, в которой резонатор включен последовательно с катушкой связи в цепи база — эмиттер.
Колебательный контур L, С включен в цепь коллектора.
Потенциометр Rlt R2 обеспечивает подачу на базу небольшого отрицательного смещения, определяющего выбор
начальной рабочей точки. Положительное автоматическое
смещение за счет тока базы на сопротивлении R 0 позволяет
получить мягкое самовозбуждение.
Мостиковые схемы кварцевых генераторов. Эти схемы
широко используются при работе как на основной частоте
резонатора, так и на его механических гармониках.
На рис. 67, в показана мостиковая схема с индуктивноемкостным мостом, аналогичная схеме рис. 65.
Сопротивления Rlt R2, R3 служат для стабилизации
режима (см. § 24).
Схемы кварцевых генераторов на туннельных диодах.
Использование туннельных диодов в кварцевых генераторах
весьма перспективно вследствие малых мощностей питания
диода, что позволяет осуществить работу с небольшими амплитудами напряжения на кварцевой пластине. При этом
уменьшаются старение кварца, выбег частоты и повышается ее стабильность.
Д л я согласования низкого выходного сопротивления
диода с сопротивлением резонатора обычно используются
П-образные фильтры, согласующие эти сопротивления. Не164
посредственное включение резонатора, очевидно, невозможно из-за сильного шунтирующего влияния диода.
На рис. 68 показана схема кварцевого генератора на
туннельном диоде с П-образным фильтром, образованном
емкостями Съ С 2 и индуктивностью L.
В этой схеме напряжение питания на диод подается
через потенциометр Rlt R2 для обеспечения положения
начальной рабочей точки на падающем участке статической характеристики диода. Сопротивление нагрузки R B
подключается
через разделительный конденсатор С р ,
разным фильтром.
П-образный фильтр служит для такой трансформации полного эквивалентного сопротивления нагрузки ( / ? э ц ) в точках 1-1 ее подключения, при которой это сопротивление,
пересчитанное в точки а-к ( / ? э а к ) должно иметь активный
характер и удовлетворять
условиям самовозбуждения
(см. § 22):
Ra ак >
| Ra |.
Кроме того, фильтр должен обеспечить хорошую фильтрацию гармоник, возникающих вследствие нелинейности
статической характеристики туннельного диода.
Генераторы на туннельных диодах позволяют получить
стабильность порядка Ю - 8 -г 5 • Ю -9 .
§ 28. КВАРЦЕВАЯ С Т А Б И Л И З А Ц И Я
В Д И А П А З О Н Е ЧАСТОТ
Увеличение числа работающих радиопередатчиков, широкое внедрение однополосной радиосвязи, требующей
высокой долговременной стабильности частоты (порядка
10~7) потребовали обеспечения высокой стабильности ча169
стоты в широком диапазоне, чего не смогли дать кварцевые
генераторы, работающие на одной фиксированной частоте
со стабильностью порядка 1СГ5 — 10~в. .
В последние годы появился ряд методов диапазоннокварцевой стабилизации, позволяющих получить большое
число высокостабилизированных частот с помощью одного
или нескольких прецизионных кварцевых резонаторов.
Диапазонные кварцевые возбудители появились сравнительно давно. Еще в 1932 г. Г. А. Зейтленок предложил
интерполяционную схему диапазонного генератора, осно-
fmin + fmax
Рис. 69. Блок-схема диапазонного кварцевого возбудителя.
ванную на преобразовании частоты кварцевого генератора
и генератора плавного диапазона (интерполяционного)
с последующим выделением комбинационных частот (суммарных и разностных) специальным смесителем и фильтром.
Фильтр на выходе смесителя выделяет рабочие частоты
и подавляет побочные, полученные при преобразовании.
На рис. 69 представлена блок-схема такого возбудителя.
Колебания генератора фиксированной частоты, стабилизированного кварцем, и генератора плавного диапазона
частот подаются на смеситель, который благодаря своей
нелинейности создает на выходе колебания комбинационных
частот, суммарных и разностных:
/к = / в ± А
где /к — комбинационные частоты на выходе смесителя;
fq — фиксированная частота кварцевого генератора; / —
частота интерполяционного генератора.
Рабочие частоты при использовании суммарных и разностных комбинаций занимают два участка
(/<?— /max) — (/9
/mln)
и
(/« + /111)11)
(/g + /max)>
лежащих в интервале / к ш 1 п —/,< т а х = ( / , — / г а ах)—(/ 9 + /тах)
с провалом по середине от fq—fmln
до / , - f / m i n .
Д л я получения непрерывного плавного диапазона необходимо использовать кварцевый генератор на несколько
фиксированных частот (с несколькими кварцевыми резонаторами), что увеличит диапазон рабочих частот, так как
каждый резонатор позволяет получить с интерполяционным
генератором свои рабочие частоты. Стабильность частоты
диапазонного кварцевого возбудителя оказывается значительно выше стабильности интерполяционного генератора
(хотя и уступает стабильности кварцевого генератора фиксированных волн).
К недостаткам рассмотренных генераторов относится
появление дополнительных комбинационных частот nfq ±
± tnf, (где п, т — целые числа, кроме единицы), которые
могут попасть в рабочий диапазон и создать биения с основными рабочими частотами. Кроме того, в рабочий диапазон
могут попасть высшие' гармоники интерполяционного генератора.
В результате фильтр не сможет подавить эти частоты,
особенно при большой величине отношения / 9 / / т г п , обеспечивающего высокую стабильность рабочих частот.
Дальнейшее развитие интерполяционного метода привело к разработке компенсационных схем, в которых с помощью двукратного преобразования частоты и узкополосного перестраивающего фильтра в рабочем диапазоне
обеспечивается
хорошее
подавление
комбинационных
частот.
Другим способом ослабления влияния комбинационных
частот является введение автоподстройки частоты генератора плавного диапазона.
На рис. 70 показана блок-схема возбудителя с автоподстройкой частоты, состоящего из опорного высокостабильного диапазонного генератора и интерполяционного
генератора плавного диапазона, узкополосного фильтра
и сравнивающего устройства.
Колебания от опорного генератора (ОГ) и генератора
плавного диапазона (ГПД) поступают на сравнивающее
устройство, которое своим выходным напряжением, зави-
сящим от разности поступающих частот или их фаз через
фильтр воздействует на управитель частоты (например,
реактивную лампу), который, в свою очередь, изменяет
частоту ГПД в нужном направлении, приводя ее к частоте
опорного генератора.
Хорошее подавление комбинационных частот достигается
с помощью узкополосного фильтра.
В качестве сравнивающего устройства в схемах частотной автоподстройки используется смеситель, выделяющий
напряжение разностной частоты ОГ и ГПД, А/ = / г п д —
— /оп и частотный детектор (дискриминатор), преобразую-
Рис. 70. Блок-схема
диапазонного возбудителя с автоподстройкой
частоты.
щий это напряжение в постоянный сигнал того или иного
знака в зависимости от знака Д/.
При фазовой автоподстройке частоты сравнивающим
устройством служит фазовый детектор, например, балансный или кольцевой модулятор (см. § 43), величина и знак
напряжения на выходе которого зависят от разности фаз
поступающих колебаний (определяющей и разность их
частот).
В этой системе автоподстройки можно обеспечить не
только равенство частот колебаний ГПД и ОГ и их фаз
и получить более высокую стабильность частоты.
Наиболее высокую стабильность частоты получают в диапазонно-кварцевых возбудителях, построенных на принципе синтеза частот, когда выходной сигнал получают
только с помощью высокостабильных кварцевых генераторов.
Эти возбудители позволяют получить сетку дискретных
частот, занимающих широкий диапазон, причем разность
168
соседних частот (шаг сетки) может быть получена весьма
малой — десятки и сотни герц.
Сетку частот получают в результате многократного преобразования (умножения, деления, смешения) частот опорных кварцевых генераторов. При этом различают однокварцевые схемы с одним опорным генератором и многокварцевые с несколькими генераторами. Первые схемы позволяют
получить более высокую стабильность частоты.
Схемы, возбудителей, построенных на принципе синтеза
частот, позволяют получить стабильность порядка Ю -7 ч^ 10"8.
Д л я получения густой сетки высоких частот опорного
кварцевого генератора необходимо непосредственно выделить гармоники высоких порядков до 200 — 300 и выше,
так как частота опорного генератора с целью повышения
ее стабильности не превышает единиц мегагерц.
Как уже указывалось в § 10, 15, ламповые умножители
частоты и умножители на полупроводниковых приборах
не могут дать непосредственно большого коэффициента
умножения (ламповые умножители 2—3 раза, полупроводниковые до 10—20) из-за резкого.снижения к. п. д. и эффективности умножения с увеличением номера гармоники.
Д л я непосредственного выделения из входного сигнала
гармоник высших порядков используются умножители —
генераторы гармоник.
Их принцип действия основан на резком искажении
формы входного сигнала с помощью нелинейной цепн, причем гармоники сигнала, полученные при этом, имеют амплитуды, слабо зависящие от номера гармоники. На выходе гармоники выделяются с помощью узкополосных
фильтров.
Наиболее широкое применение в умножителях — генераторах гармоник — получили схемы, в которых из входного синусоидального напряжения формируется периодическая последовательность коротких импульсов такой формы, частотный спектр которой весьма широк и характеризуется медленным уменьшением амплитуд гармоник с увеличением номера.
Д л я создания периодической последовательности им.
пульсов применяют различные схемы их формирования на
основе спусковых, рассмотрение которых выходит за рамки
курса и является предметом изучения в импульсной технике.
Глава
VII
УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ
УСИЛИТЕЛЕЙ
§ 29. В Л И Я Н И Е ПАРАЗИТНЫХ СВЯЗЕЙ
ВХОДНЫХ И ВЫХОДНЫХ Ц Е П Е Й ЛАМПОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
НА УСТОЙЧИВОСТЬ Р А Б О Т Ы
Нормальная и эффективная работа усилителей мощности
передатчиков возможна только в том случае, когда усилители работают устойчиво, т. е. в них отсутствуют склонность
к самовозбуждению и нарушения нормальной работы.
Основной причиной неустойчивой работы являются паразитные связи между входными и выходными цепями усилителя как на рабочей частоте, так и вне рабочего диапазона. Кроме того, неустойчивая работа может быть вызвана
наличием динатронного эффекта сетки лампы, приводящего
к появлению падающего участка характеристики сеточных
токов, имеющего отрицательное сопротивление, что указывает на возможность самовозбуждения.
Входные и выходные цепи усилителя могут быть связаны друг с другом за счет паразитных емкостей и взаимоиндуктивностей элементов и монтажа этих цепей, за счет
емкостей элементов цепей относительно общего корпуса,
через внутреннее сопротивление общих источников электропитания и др.
Д л я устранения этих связей тщательно выполняют монтаж усилителей, при котором паразитные связи сводятся
к минимуму, применяют экранировку элементов и узлов
колебательных цепей, осуществляют электрическую развязку по цепям питания с помощью фильтров (см. § 9) и т. д.
Однако даже при весьма тщательном выполнении всех
этих мероприятий остается паразитная связь через проходную емкость лампы. Эта связь в основном и определяет устойчивость работы усилителя и наблюдается как при выключенной (холодной) лампе усилителя, так и при работающей
лампе, причем с увеличением частоты влияние паразитной
связи на работу усилителя резко возрастает.
В основных схемах усилителей с общим катодом и общей
сеткой (§ 8) проходной емкостью является емкость сетка —
анод (C a g l ) в первой схеме и емкость катод — анод (С а к )
LO второй.
170
Различают два случая паразитной связи — при отключенной или запертой лампе усилителя и при работающей
лампе.
В первом случае часть энергии из входной цепи будет
проходить в выходную через проходную емкость. В результете в выходной цепи возникнут колебания, что существенно ухудшит работу передатчика, так как при телеграфной
работе появятся колебания в антенне в моменты пауз, а
при
амплитудной
модуляции
уменьшится коэффициент глубины
модуляции.
Такая связь называется прямым прохождением (см. рис. 71).
Во втором случае при работающей лампе явления усложняются,
так как связь через проходную
емкость делается взаимной и энергия из выходной цепи работающей
лампы может проходить во входную. Этот случай называется обратной реакцией и может привести Рис. 71. Схема, поясняющая влияние проходной
к самовозбуждению усилителя.
емкости лампы на рабоОбратная реакция существенно ту усилителя при выключенном накале лампи.
зависит от режима работы анодной цепи и точности настройки в
резонанс анодного контура.
Обратная реакция при действии на задающий генератор
приводит к снижению стабильности частоты и к изменению
его режима работы
Влияние проходной емкости на устойчивость и условия
устойчивой работы удобно установить с помощью анализа
входной проводимости усилительного каскада.
§ 30. ВХОДНАЯ П Р О В О Д И М О С Т Ь У С И Л И Т Е Л Я
И УСЛОВИЯ УСТОЙЧИВОЙ РАБОТЫ
Определим входную проводимость усилителей с общим
катодом и с общей сеткой и условия устойчивой работы.
На рис. 72 показана эквивалентная схема усилителя
с учетом входной (C glK ) и проходной (Cagl) емкостей.
Без учета электронного тока сетки, рассмотренного выше
(§ 3.5), входная проводимость У п х , обусловленная токами
171
/g lK и / a g l , слагается из двух составляющих:
1
1гхС
V
* ВХ —
— 7 —— ~
V
^
mi
— ~ к J_ Г —
U
U
mg,
mgi
. у— I I1V-1" Г .
2
где / в х с = lgt к + h g l — результирующий
входной
ток,
обусловленный емкостями C g l к и С а g l ; У г = I g i K /U m g l —
— /o)C gl к — проводимость емкости; У 2 = Iag, / {УтЙ1 — проводимость, обусловленная током / а g l .
Проводимость У 2 зависит
не только от проводимости
емкости C a g , , но и от вели(~)
(*)
чины и характера сопротивп
-Эквивалентная схема ления анодного— контура
Z,,
3 к
а
0
Рис. 772.
'
усилителя с учетом входной и
так
как
ТОК
/agl
проходит
проходной емкостей.
через анодную нагрузку; действительно,
Uagl = Um g, —
— Uma-=Umgl + UmK^Vmgl(l+K),
где К =
ScpZa—коэффициент усиления по напряжению.
Отсюда следует, что Umgl = Uagl /(1 + Scp Za)
и
У2 =
=
mgi
(1 +
ScpZa) =
/(oCagi (1 +
5 с р Za)>
^ag,
Приняв в общем случае,
окончательно
что Z 3 = ra + jxa,
получим
^в* = >V+ Y, = j(0Cg-K + /coCag, (1 + S c p Za) =
= — (oCag, S c p x 8 + /(0 [C gl к + Cagl (1 + S c p r8)l
или YBX=gBX + jbBy[.
Реактивная входная проводимость bBX оказывается
емкостной и характеризуется динамической входной емкостью
Свх = Cg, к + Cag, (1 + S c p Г„),
которая больше
статической
емкости C g l
АС = Cagl (1 + S c p гэ).
к
на величину
Следовательно, наличие проходной емкости приводит
к увеличению входной на величину АС, что вызывает увеличение емкостного тока в цепи сетки. Динамическая входная емкость зависит от активной составляющей эквивалентного сопротивления контура, настройки контура и угла
отсечки анодного тока, т. е. от режима работы усилителя.
Так как динамическая входная емкость входит в емкость
контура возбудителя, то ее зависимость от режима усилителя приводит к реакции последнего на возбудитель.
Активная
составляющая
входной
проводимости
S их =
—
^coC a g l S c p * 8
зависит от частоты, проходной емкости и величины расстройки контура. Чем больше частота, проходная емкость
и расстройка контура, тем больше входная проводимость.
При настроенном контуре / = / 0 , хэ — 0 и активная
входная проводимость равна нулю, а входное сопротивление
бесконечно велико:
£вх =
1/'вх =
°>
Г
вх =
«>.
что указывает на отсутствие прямого прохождения энергии
из цепи сетки в цепь анода.
Такая связь, при которой наблюдается только увеличение входной емкости, называется отрицательной обратной реакцие'1.
При емкостном характере сопротивлений контура, когда
/ > /о и х э < 0. активная входная проводимость положительна:
£вх = 1/Ги - ® C a g l S c p | * 3 | > 0 ,
что указывает на прямое прохождение энергии из цепи сетки в цепь анода; при этом устойчивость работы усилителя
не нарушается и самовозбуждение невозможно.
При индуктивном характере сопротивления контура
(ха > 0), когда / < /о, активная входная проводимость
(и сопротивление) отрицательны:
£ в х = Vrвх = — o)C a g l S c p \хэ\ < 0.
Если наличие положительного активного сопротивления
указывает на необратимую затрату энергии в цепи, то отрицательное сопротивление можно рассматривать как источник энергии. В данном случае появление дополнительной
энергии в цепи сетки, на которое указывает отрицательное
входное сопротивление, обусловлено переходом части энер-
гии из анодной цепи в цепь сетки через проходную емкость
Cagl. Эта связь, называемая положительной обратной реакцией, и приводит к такому влиянию анодной цепи на
цепь сетки (а следовательно, и на анодный контур предыдущего усилителя), при котором увеличиваются напряжение
возбуждения и его контурный ток, а при влиянии на генератор — к ухудшению стабильности частоты генератора.
При сильной обратной связи, когда потери в цепи сетки
полностью компенсируются, наступает паразитное самовозбуждение.
Определим условия устойчивости работы усилителя при
наиболее опасной расстройке контура, когда отрицательная
входная проводимость будет максимальна по абсолютной
величине и когда наблюдается максимальный переход энергии из цепи анода в цепь сетки. Такая расстройка соответствует максимуму индуктивного эквивалентного сопротивления контура.
Как известно из теории параллельного контура, максимум зависимости ха = <р(/) наблюдается при Ц- = ±
причем
|хэтах|
,
=
Максимальная отрицательная проводимость g BX m a x =
= — CoCag, S c p | Х э т а х | = — VatoCag, S c p R a .
Результирующая активная проводимость
рез
г
max>
Де Sbxi ~ h i i/^mg, — активная проводимость электронного тока сетки, характеризующая
потери, обусловленные им;
£ в ы х 1 = 1/Pji
—активная
проводимость
контура
возбудителя (предыдущего усилителя или генератора) в точках подключения сетки, характеризующая потери в этом контуре;
mgt/U,, ad — коэффициент
включения контура
предыдущего усилителя со стороны
сетки последующего;
Rel, UmKl — эквивалентное сопротивление и колебательное
напряжение контура
возбудителя.
Устойчивая работа усилителя будет наблюдаться тогда,
когда результирующая входная проводимость будет поло174
жительна.
Следовательно,
ВИД g в х р е з >
0
и л
условия
U mg,) + (1 !p\t R J
Из этих условий можно
определить предельную частоту устойчивой работы:
f = /max <
устойчивости примут
»
-
0,5o)C agI
ScpR3>0.
98% ре
9
5/пагСаг,Ам,
где AM = / V P b — коэффициент усиления по мощf
ности; Р „ — мощность возбуждения в цепи сетки.
Максимальная
частота
устойчивой работы будет
тем больше, чем ниже коэффициент
усиления
по
Skxpej-'fyx*
+
мощности, меньше проход*
9еых+9Вх
Область неустойная емкость, выше крутизчивой.
работы
на и больше угол отсечки.
При больших расстройках
контура работа усилителя
делается устойчивой, так
/
/Ч^*
как при f > / 0 или / <С /о
!9вх№ы*1 эквивалентное реактивное
f
сопротивление
контура
стремится к нулю, а активная
входная
проводимость— к бесконечности, а
{ Ц м ^ Щ * * *
ft)
это указывает на отсутствие обмена энергии между Рис. 73. Зависимость результицепями сетки и анода че- рующей активной входной провои ее составляющих от
рез
проходную
емкость димости
частоты для схемы с общим катоCagt. При этом наблюдаетдом:
ся некоторое
увеличение
а — при |gnx | maiCgBxi+gEbin;
б — п р и IgBX l m a i > g B X ! +Йвы1,.
входной емкости
Свх =
С „.. На
= Cgiк + Cаa g l . На рис. 73 представлена
зависимость
результирующей активной входной проводимости и ее составляющих от частоты для двух случаев работы. В первом
случае (рис. 73, а) работа усилителя устойчива при любых
расстройках контура, так как результирующая проводимость положительна: | g B x n » a x ! < gB*i + gDMXu gDX роя >
> 0. Во втором случае (рис. 73, б) при большей величине
максимальной отрицательной проводимости в диапазоне
частот Д — / 2 результирующая входная проводимость делается отрицательной, так как |g B X m a x | > g B X i + g B b I x i
И £ в х рез <
О,
Усилитель с общей сеткой. В схеме с общей сеткой во
входной цепи, помимо сеточных токов, проходит первая
Ут к - ^а^
'-) 'в.
Рис. 74. Эквивалентная схема усилителя с общей сеткой с учетом
входной и проходной емкостей.
гармоника анодного тока. Таким образом, результирующий
входной ток будет равен:
/ вх рез
вх С >
где / в х С — емкостный ток сетки; ! е , — первая гармоника
суммарного тока.
На рис. 74 представлена эквивалентная схема усилителя
с общей сеткой с учетом междуэлектродных емкостей.
Из схемы следует, что емкостная составляющая входного тока слагается из тока через входную емкость CglK
и тока через емкость С а к , являющуюся в данной схеме проходной:
^вх С — Ig x к
Iак-
Результирующая входная проводимость схемы оказывается значительно выше, чем в схеме с общим катодом,
и будет равна:
V
' вх рез
— _{вх_рез_ _
^е\
/ gl к
U'mg,
n
и„mg,
и„mgi
и„
mg,
w
вх рез-
Реактивная составляющая проводимости носит емкостный характер и определяется динамической входной ем176
костью,
катод:
которая
оказывается
меньше емкости сетка
—
Свх = CgiK
(ScpRa
l)C a l t Снижение динамической входной емкости является важным преимуществом схемы с общей сеткой, ослабляя влиянье режима данного усилителя на предыдущий.
Активная составляющая результирующей проводимости
ёвх рез = Scv -f- СоСак «5срДГэ = go
gBX
состоит из активных проводимостей, обусловленных анодным
током лампы (g0) и обратной связью через емкость анод —
катод {gBX).
В отличие от схемы с общим катодом, при емкостном
характере сопротивления контура (х„ < 0), т. е. при работе
контура на частотах больше собственной, второе слагаемое
активной проводимости отрицательно:
ёих = — ® С а к S c p | х 3 1 < 0,
что указывает на наличие положительной обратной реакции,
однако самовозбуждение при этом невозможно, так как
всегда выполняются условия
Sep > |0)С а к S C pX 3 | и Япх рез > 0 .
При хэ ~> 0 активная составляющая
проводимости
ёвх > 0"и в схеме наблюдается отрицательная обратная
реакция, т. е. переход энергии из цепи сетки в цепь анода.
Из условий устойчивости можно определить предельную
частоту устойчивой работы:
/шах < 5 / л а А к
(Лм-1)-
Соотношение предельных частот устойчивой работы схем
с общей сеткой и с общим катодом показывает, что в первой
схеме эта частота будет значительно выше. Действительно,
(/тах)общ сетка _
(/шах)общкатод
Сак (^м
j
(104)
1)
Так как Ам > 1, то практически превышение предельной частоты в схеме с общей сеткой определяется соотношением емкостей C a g l и С а к .
Так как емкость С а к у триодов в десятки раз меньше емкости C a g l , то предельная частота в схеме с общей сеткой
оказывается значительно выше, что и позволило широко
использовать эту схему в области метровых и дециметровых
волн.
§ 31. МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ
УСТОЙЧИВОСТИ РАБОТЫ У С И Л И Т Е Л Е Й
Для повышения устойчивости работы и обеспечения ее
достаточного запаса, с тем чтобы в процессе эксплуатации
устойчивость не нарушалась при смене ламп, изменении
напряжений питания, параметров элементов колебательных
цепей и т. п., необходимо ослабить влияние проходной емкости,
Существует три метода повышения устойчивости:
— применение схем с общей сеткой (особенно в диапазонах KB и УКВ), в которых проходная емкость Сак во
много раз меньше, а предельная частота устойчивой работы
значительно выше, чем в схеме с общим катодом;
— применение экранированных ламп — тетродов и пентодов, имеющих весьма малую емкость Cagl, в сотни раз
меньшую, чем у триодов. Это обстоятельство и привело к их
широкому применению в промежуточных усилителях мощности. В последние годы появились экранированные мощные тетроды и пентоды, которые с успехом используются
в выходных мощных каскадах в схемах с общим катодом
и общей сеткой;
— применение схем нейтрализации влияния проходной
емкости Cagl. Эта нейтрализация достигается с помощью специальных схем, в которые вводится дополнительная цепь,
позволяющая ослабить как прямое прохождение, так и обратную реакцию.
Схемы нейтрализации появились в 20-х годах в связи
с развитием многокаскадных схем передатчиков, когда основным типом генераторной лампы был триод, а основной
схемой — схема с общим катодом. В настоящее время схемы
нейтрализации потеряли свое значение и используются только в мощных каскадах на триодах.
Принцип построения схем нейтрализации заключается
в использовании моста переменного тока; два плеча моста
образуются элементами сеточной или анодной цепи, а два
других плеча — емкостью C agl и дополнительной нейтродинной емкостью С и.
При равновесии моста, когда произведения сопротивления противоположных плеч и суммы фазовых углов равны
друг другу, диагонали моста будут электрически не связаны, т. е. электрические процессы в одной из них не будут
влиять на процессы в другой.
178
На рис. 75, а показана одна из схем анодной нейтрализации, а на рис.' 75, б — эквивалентная схема моста.
Ток is должен компенсировать ток iagl обратной реакции. Д л я этого необходимо, чтобы ток in протекал в результате действия напряжения им, равного по величине и противоположного по фазе напряжению uagl. Такое напряжение
можно .получить с колебательного контура. В результате
а — анодной;
Р и с . 75. С х е м ы н е й т р а л и з а ц и и :
б — эквивалентная анодной нейтрализации; в —сеточной;
эквивалентная сеточной нейтрализации.
г—
образуется схема моста, плечи которого состоят из емкостей
контура Сх и Сг, проходной емкости Cagl и дополнительной
нейтродинной емкости CN. В одну диагональ моста включена
контурная катушка L, а в другую—участок сетка — к а т о д
лампы.
Применяя условия равновесия, получим уравнение для
определения емкости нейтродинного конденсатора: CN =
=
C2Cag\!C2.
Фазовые условия равновесия моста точно выполнить
без дополнительной фазировки нельзя вследствие различия потерь в емкостях Си и C a g l ; поэтому токи iagl и iN
179
будут сдвинуты по фазе на угол, близкий, но не равный
180°, а это приведет к обратной реакции.
Контурная катушка и цепь сетки подключены к диагоналям моста. При его равновесии прямого прохождения
не должно быть, но так как конденсаторы контура включены в плечи моста, то через них будет протекать ток прямого
прохождения. Расчеты показывают, что схема нейтрализации уменьшает напряжение прямого прохождения на емкостях Сх и С 2 в pQ раз (где р — коэффициент включения
контура, a Q — его добротность).
Таким образом, схема анодной нейтрализации не защищает полностью ни от прямого прохождения, ни от обратной реакции и, кроме того, требует применения контура
III вида, так как при использовании контура II вида появится положительная обратная реакция, что недопустимо.
Схема
сеточной
нейтрализации
представлена
на
рис. 75, в. Принцип действия схемы состоит в компенсации
тока прямого прохождения i a g l током г'л', противоположным
по фазе. Напряжение им, ПО действием которого проходит
ток IN, должно быть равно и противоположно по фазе напряжению ugl. Напряжение им снимается с емкости С 2 в цепи
сетки. Мост, образуемый схемой (рис. 75, г), состоит из емкостей С ь См, С 2 , C a g l . В одну диагональ моста включен
анодный контур, в другую — катушка связи цепи сетки
LCB-
При равновесии моста прямое прохождение отсутствует,
однако имеющая место на практике расфазировка плеч
моста приводит к сдвигу фаз напряжений ugl и UN, в результате чего будет наблюдаться прямое прохождение. Обратная реакция в схеме на катушку связи L C B будет отсутствовать, так как катушка включена в диагональ моста.
Однако будет наблюдаться обратная реакция на сетку,
так как емкость С1 включена в плечо моста и напряжение
на контуре иа будет перераспределяться на емкостях Cagl
и Съ в результате чего на Сг появится напряжение обратной реакции.
Обратная реакция будет увеличиваться с повышением
частоты.
Общим недостатком рассмотренных схем являются возможность нарушения баланса моста при смене ламп и при
работе в широком диапазоне частот, а также усложнение
настройки.
Лучшие результаты дает нейтрализация влияния емкости C a g l в двухтактных схемах (рис, 76, а). В этом случае
180
плечи моста образуются проходными емкостями ламп и нейтродинными конденсаторами, а к диагоналям моста присоединены входная цепь и анодный контур (рис. 76, б). Поэтому
при равновесии моста (и при условии симметрии схемы)
отсутствуют и прямое прохождение, и обратная реакция
на сетку лампы, и возбудитель,
6)
г)
Р и с . 76. С х е м ы н е й т р а л и з а ц и и д в у х т а к т н ы х с х е м :
о — q общим катодом; 6 — эквивалентная с общим катодом; в — с общей сеткой; г — эквивалентная с общей сеткой,
Равновесие моста будет наблюдаться при условии,
когда Ca g С"& g l = C'N C'N, и в симметричной схеме при
C'agl = Ca g , = C a g l будет Ctgi = C'N Ch.
Расчеты показывают, что как прямое прохождение, так
и обратная реакция полностью отсутствуют, когда Cagl =
= См — С"ы• В противном случае, даже при выполнении
условий равновесия, появится обратная реакция на сетки
ламп.
Схема с общей сеткой в большинстве случаев не требует
специальных мер для нейтрализации проходной емкости
С а к вследствие ее малой величины. Однако в усилителях
большой мощности при работе на метровых или дециметровых волнах паразитная связь через эту емкость может оказаться недопустимо большой, что потребует нейтрализации
схемы.
Наиболее простой метод нейтрализации двухтактной
схемы с общей сеткой основан на использовании мостовой
схемы, показанной на рис. 76, в, которая устраняет как
обратную реакцию, так и прямое прохождение. Из эквивалентной схемы моста (рис. 76, г) следует, что анодный
и сеточный контуры подключены к диагонали емкостного
моста, состоящего из нейтродинных и проходных емкостей.
Баланс моста наблюдается при условии С'а лС'а „ = С^С'м
ИЛИ С а к = C,vC,v.
Естественно, что нейтрализация схемы с общей сеткой
не устраняет связи входной и выходной цепей за счет тока
первой гармоники / а , , проходящего по ним.
Работа схем нейтрализации на коротких и метровых
волнах, когда начинает сказываться влияние индуктивностей соединительных проводов и выводов ламп, резко ухудшается, при этом увеличиваются емкостные токи в выводах
анода и сетки.
Простые схемы нейтрализации в этих диапазонах совершенно непригодны, и для получения более качественной
нейтрализации предлагались схемы сложных мостов, в которых, кроме нейтродинных емкостей, использовались также нейтродинные индуктивности. Схемы сложных мостов
требовали весьма тщательной обработки монтажа и настройки, но не давали, несмотря на это, хороших результатов и часто способствовали снижению устойчивости работы
усилителя и паразитному самовозбуждению. Поэтому в настоящее время они потеряли свое значение и на практике
не используются.
§ 32. УСТОЙЧИВОСТЬ РАБОТЫ
ТРАНЗИСТОРНЫХ У С И Л И Т Е Л Е Й
Как
работы
жению
ческих
132
и в ламповых усилителях, нарушение устойчивой
приводит к ряду нежелательных явлений — искаспектра выходного сигнала, ухудшению энергетипоказателей, сильной взаимосвязи настроек вход-
Иого и выходного контуров и возможности самовозбуждения
как на низких, так и на высоких частотах.
При исключении паразитных связей через источники
питания, правильном выборе блокировочных элементов,
рациональном монтаже основной причиной неустойчивой
работы является сильная внутренняя обратная связь через
обратную проходную проводимость г/12, специфичная для
транзисторов.
В схеме с общим эмиттером эта проводимость слагается
из активной и емкостной составляющих, включенных параллельно, и в сильной степени зависит от параметров коллекторного перехода, базы и особенно частоты:
,,
8б к + /гаСо к
У12 — . .
~
1 +
Сб э
+
—
8а к + (О2 Cf, Cq „
,
.
2
I + О)
'2 Г * -
,.
сб э
( С бк — г б к С бк 8б к).
где Лб — активное сопротивление базы (см. § 4); g 6 K — активная проводимость коллекторного перехода, вызванная
активной составляющей полного коллекторного тока через
переход из-за диффузии неосновных носителей и утечки;
Сбк — емкость коллекторного перехода, вызванная реактивной составляющей полного коллекторного тока через
переход из-за диффузии и собственной емкостью перехода.
В результате сильной связи входных и выходных цепей
через обратную проходную проводимость наблюдается взаимозависимость настроек контуров этих цепей. Кроме
того, необходимость частичного подключения контуров к
транзистору в целях снижения эффекта шунтирования контуров низкими входной и выходной проводимостями транзистора приводит к образованию паразитных контуров и,
при определенных условиях, к паразитному самовозбуждению. Это самовозбуждение обычно наблюдается в некоторую
часть периода основных колебаний, так как параметры транзистора в режиме сильных сигналов сильно меняются в течение периода и условия самовозбуждения выполняются
только в определенные моменты времени.
Транзисторный усилитель, как и ламповый, будет работать устойчиво, если минимальная величина активной
составляющей суммарной входной проводимости будет положительна. Это минимальное значение будет наблюдаться
при расстройке коллекторного контура на половину полосы
пропускания (как и в ламповых усилителях).
Исследования и опыт эксплуатации транзисторных усилителей показали, что в них возможно существование нескольких зон неустойчивой работы как в области низких,
так и в области высоких частот.
Основные меры по повышению устойчивости работы транзисторных усилителей заключаются в снижении коэффициента усиления по напряжению до устойчивой величины,
подбору коэффициентов включения входного и выходного
контуров, изменению режима работы транзистора.
Применяются также схемы нейтрализации внутренней
обратной связи с помощью внешних нейтродинных цепей
на участке база — коллектор. С этой целью частотная и фазовая характеристики нейтродинной цепи подбираются
такими, чтобы нейтрализовать внутреннюю обратную связь
в рабочем диапазоне частоты.
Глава
VIII
Г Е Н Е Р А Т О Р Ы И У С И Л И Т Е Л И М О Щ Н О С Т И СВЧ
§ 33. О С О Б Е Н Н О С Т И Р А Б О Т Ы
Г Е Н Е Р А Т О Р Н Ы Х Л А М П В Д И А П А З О Н Е СВЧ
Освоение диапазона сверхвысоких частот продолжает
непрерывно развиваться в сторону все более коротких
волн.
В диапазоне метровых и дециметровых волн широкое
применение получили генераторные триоды и тетроды,
позволяющие непосредственно получить большие мощности
в непрерывном и импульсном режимах.
В этих диапазонах используются металлокерамические
лампы, которые начали широко использоваться с начала
50-х годов. В последние годы созданы конструкции таких
ламп на частоты до 10 Ггц (10 000 Мгц) при полезной мощности в единицы и десятки ватт. Однако в этих диапазонах
волн на работу лампы оказывают влияние время пролета
электронов в лампе, индуктивности выводов и междуэлектродные емкости.
Чем выше генерируемая частота, тем сильнее влияние
указанных факторов.
Влияние междуэлектродных емкостей и индуктивностей
выводов лампы. С повышением частоты уменьшаются пара184
метры L и С колебательной системы генератора и возрастает
роль междуэлектродных емкостей и индуктивностей выводоь
лампы.
На рис. 77 показана эквивалентная схема триода в диапазоне СВЧ: L K , L g l , La— индуктивности выводов катода,
сетки и анода; CglK, Cagl, С а к — междуэлектродные емкости.
Очевидно, что если закоротить выводы (показано пунктиром),
то
индуктивности
выводов и междуэлектродные
емкости образуют сложную
многоконтурную колебательную систему, минимальная
собственная частота которой
и ограничивает предельную
частоту, на которой лампу
триода на СВЧ.
можно использовать в схеме
генератора.
Это резонансная частота лампы / р получается при короткозамкнутых вводах анода и сетки и разомкнутом выводе катода. В этом случае контур будет обладать минимальной индуктивностью (La — La + Lgl) и емкостью
CaitC
g^\
Can + Cg i K /'
Возрастающее с частотой влияние индуктивностей и емкостей лампы приводит к резкому увеличению входной
и выходной проводимостей, при этом появляются дополнительные составляющие активного входного сопротивления,
резко увеличиваются потери в цепи сетки, появляются фазовые сдвиги между напряжением возбуждения и первой
гармоникой анодного тока, что снижает полезную мощность
и к. п. д.
Влияние времени пролета электронов в лампе. При рассмотрении работы лампы в длинноволновых диапазонах
время пролета электронов не учитывалось ввиду его малости по сравнению с периодом колебаний напряжения на
сетке. Начиная с метровых волн, когда время пролета электронов делается соизмеримым с периодом колебаний Т, инерция электронов оказывает на работу лампы существенное
влияние, увеличивающееся с повышением частоты колебаний.
Время пролета электронов в лампе / к а слагается из времени пролета участков катод—сетка tKgl и сетка — анод
(г
\
-Г
I
185
tg,a. В генераторных лампах, работающих с высокими анодными напряжениями, время ( g i b мало по сравнению с / Kgl ,
так как после пролета сетки электроны попадают в сильное
ускоряющее поле анода (в тетродах и пентодах — экранной сетки) и летят с большими скоростями. При расчетах
временем tg,e можно пренебречь.
Инерцию электронов характеризуют углом пролета ср —
фазовым углом, на который изменится фаза напряжения
на сетке за время пролета t K а :
— ю/„ а = 2 я t K J T .
Влияние времени пролета следует учитывать, если
> 0,1 Т или угол пролета ср > 36°.
Физическая сущность влияния инерционности электронов на работу лампы заключается в появлении так называемого наведенного тока в цепях управляющей сетки и анода. Наличие этого тока, возрастающего по мере увеличения
угла пролета, приводит к ряду нежелательных явлений.
В диапазоне волн, когда можно не учитывать инерционность электронов, в лампе существует конвекционный ток,
который образован электронным потоком, движущимся
между электродами. Однако уже и в этом случае электроны, движущиеся между электродами, наводят (индуцируют) на них заряды, величина которых зависит от расстояния до электрода, а знак — от направления движения
электронов.
Например, электроны, движущиеся от катода к сетке наводят на сетке увеличивающийся положительный заряд,
а на катоде — уменьшающийся положительный заряд, в результате выравнивания этих зарядов во внешней цепи сетка — катод пройдет импульс наведенного тока определенного направления а именно от катода к сетке.
Электроны, пролетевшие сетку и движущиеся к аноду,
наводят на сетке уменьшающийся положительный заряд,
и в цепи сетки появится импульс наведенного тока противоположного направления.
Когда угол пролета мал (t Ha < Т) и плотность конвекционого тока в лампе одинакова во всех сечениях, то результирующий наведенный ток в цепи сетки очевидно будет равен нулю, а наведенный ток в цепи анода исчезнет, как только передний фронт электронов достигнет анода и все пространство между анодом и катодом заполнится движущимися электронами.
tKa
При работе на СВЧ, когда период колебаний напряжения на сетке соизмерим с временем пролега электронов,
плотность конвекционного тока в лампе не будет одинаковой, так как плотность слоя электронов, вылетевших из
объемного заряда вблизи катода, будет определяться потенциалом сетки в момент вылета, а когда этот слой подлетит к сетке, ее потенциал успеет измениться. Таким образом, пространство анод — катод будет заполнено движущимися слоями электронов, имеющими различные плотности.
С достаточной точностью можно считать, что плотность
слоя, а следовательно, и конвекционный ток вблизи катода
изменяются в фазе с изменением напряжения на сетке,
поскольку скорость распространения электрического поля
значительно больше скорости электронов. По мере продвижения первого слоя к сетке напряжение на ней успеет измениться и ток отстанет по фазе от напряжения на сетке.
Чем ближе слой электронов к сетке, тем больше фазовый
сдвиг между напряжением на сетке, напряжением на аноде
и конвекционным током, определяемым этим слоем.
Движущиеся слои электронов наводят в цепи сетки и
анода токи различных фаз, в результате общий наведенный
ток в сеточной и анодной цепях сдвигается по фазе относительно напряжений на этих электродах.
Электроны, прошедшие сетку, попадают в ускоряющее
поле анода и практически мгновенно достигают его (( g , a
С / K g i). Эти электроны наводят в цепи сетки ток, равный
по величине и обратный по фазе наведенному току, который
был образован слоем, проходящим плоскость сетки.
Входной наведенный ток в цепи сетки содержит активную и емкостную составляющие. Наличие активной составляющей тока указывает на дополнительный расход энергии на входе, т. е. на появление активной составляющей
входного сопротивления
г вх
t
= /7Sg)24„
где Г — коэффициент, зависящий от конструкции лампы
и величины постоянных напряжений на электродах.
Потери на входе вызваны тем, что электроны, вылетевшие из катода при положительном полупериоде напряжения
на сетке, пройдут сетку в тот момент, когда потенциал на
ней изменится и окажется отрицательным. В результате
электроны будут дополнительно разгоняться отрицательным полем сетки на участке сетка — анод. Электроны, не
успевшие пролететь сетку до появления на ней отрицательного напряжения, будут тормозиться ее полем и возвращаться к катоду, отдавая свою энергию полю. Энергия, ускоряющая электроны, выделяется в виде тепла на аноде и частично преобразуется в энергию высокой частоты в нагруз*
ке. Энергия, выделяемая тормозящимися электронами,
попадающими на катод, выделяется в виде тепла и приводит
к дополнительному нагреванию катода.
Увеличение потерь мощности в цепи сетки является важным следствием влияния инерции электронов при работе
лампы на СВЧ. Кроме того, инерция электронов влияет на
анодную цепь генератора. Во-первых, появляется сдвиг
фаз между напряжением на сетке и первой гармоникой
анодного тока, и крутизна характеристики лампы оказывается комплексной величиной. "Во-вторых, длительность
и форма импульса конвекционного тока будут различными
в различных сечениях лампы.
В результате рассмотренных явлений полезная мощность
в анодной цепи значительно уменьшается.
§ 34. ЛАМПОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
МЕТРОВЫХ И Д Е Ц И М Е Т Р О В Ы Х ВОЛН
НА Э Л Е К Т Р О Н Н Ы Х ЛАМПАХ
В генераторах метровых волн применяют генераторные
ультракоротковолновые лампы: триоды, двойные лучевые
тетроды и пентоды. В качестве колебательных систем используют отрезки двухпроводных линий большой добротности. Колебательные системы с сосредоточенными постоянными в виде катушки индуктивности могут работать на
волнах свыше 4 — 5 м.
Особенность работы генераторов метровых волн заключается в том, что эквивалентное сопротивление нагрузки оказывается меньше оптимального. Это объясняется
сильным влиянием на контур (или линию) входного и выходного сопротивлений лампы генератора, которые резко
снижаются с повышением частоты. Трудность согласования лампы с контуром приводит к уменьшению полезной
мощности и к. п. д.
В диапазоне метровых волн используют однотактные и,
главным образом, двухтактные схемы генераторов. В последних облегчена конструкция колебательных систем и упрощена схема подведения питания.
188
Однотактная схема генератора. Схемы генераторов метровых волн можно привести к одной эквивалентной, так
как основными элементами колебательной системы являются
емкости лампы и индуктивности выводов вместе с дополнительно включенными емкостью и индуктивностью. Общая эквивалентная схема генератора получается из эквивалентной схемы лампы (рис. 77), если закоротить ее выводы (рис. 78).
В реальных схемах генераторов в колебательную систему не включаются дополнительные конденсаторы. В цепь
генератора вводят дополнительные индуктивности последовательно с индуктивностями выводов. Под индукРис. 78. Эквивалентная схема
тивностями La, L g i и LKB схеоднотактного лампового генеме рис. 78 следует понимать
ратора СВЧ.
суммарные
индуктивности,
состоящие из индуктивностеи выводов и внешних индуктивностей, т
La ~ L a
Z.J, L gl — L gl -4- /*2, LK ~ LK -J- Z.3.
Рассмотрим возможные варианты общей схемы при изменении трех величин внешней индуктивности в крайних
пределах от нуля до бесконечности. При изменении индуктивности катодного ввода, когда Lk = 0, схема генератора
оказывается двухконтурной с внешней емкостной связью
(рис. 79, а) и общим катодом. Такая схема самовозбуждается
на нижней частоте связи и эквивалентна индуктивной трехточечной схеме. При Li = 00 схема приобретает вид грехточечной с емкостной обратной связью (рис. 79, б).
Коэффициент обратной связи Кос ~ C.AJCglK.
При Lg, = 0 схема приобретает вид двухконтурного
генератора с внешней емкостной связью через емкость
С а к и общей сеткой (рис. 79, в). При L a = 0 схема превращается в двухконтурный генератор с внешней емкостной
связью через емкость CglK с общим анодом (рис. 79, г).
Ввиду того что емкостями контура являются емкости
лампы, изменение собственных частот контуров и получение
любого соотношения между ними может быть достигнуто
только изменением индуктивностей L'K, L'gt и L'a.
Исследования влияния этих индуктнвпостей на генерируемую частоту и коэффициент обратной связи показывают,
что при изменении катодной индуктивности L« генерируемая частота меняется слабо, в то же время изменения анодной La и сеточной L'g, индуктивностей приводят к заметным изменениям генерируемой частоты.
По этим причинам регулировку генерируемой частоты
желательно производить изменением La или L'gl, изменение
Г ^ Г "
д
г
L'K~-0
а)
4 = оо
5)
•ад
У
. J
V}
'9,*
\
п
• •чл
г
1
Lrn-0
в)
г)
Р и с . 79. Э к в и в а л е н т н ы е с х е м ы л а м п о в ы х г е н е р а т о р о в С В Ч :
о, б — п р и различных катодных нндуктивностях; в. г — при различных сеточных и анодных индуктивностях.
же LK, не влияя заметно на частоту, приводит к изменению величины коэффициента обратной связи и режима работы генератора.
С х е м ы г е н е р а т о р о в м е т р о в ы х в о л н . На метровых волнах
применяют однотактные и двухтактные схемы генераторов.
Применение схем с общим анодом или с общей сеткой зависит от требуемой величины обратной связи. Схемы с общим
(заземленным) катодом не используют, поскольку при заземлении катода емкости анод—земля и сетка — земля значительно увеличивают емкости лампы, тем самым понижая
генерируемую частоту и уменьшая эквивалентное сопротивление нагрузки. Поэтому катод всегда изолируют от
земли по высокой частоте дросселями,
Дополнительные индуктивности в цепях катода для регулировки обратной связи выполняются в виде дросселей.
Дополнительные индуктивности в цепи анода в схеме с общей сеткой и в цепи сетки в схеме с общим анодом выполняются в виде катушек или коротких шин, а в коротковолновой части метрового диапазона (при К < . 1,5—2 м) вме-
сто катушек индуктивности и шин применяют двухпроводные линии, которые упрощают конструкцию генератора,
имеют высокую добротность и позволяют легко изменять
эквивалентную индуктивность перемещением по линии короткозамкнутого стержня с пружинными контактами.
На рис. 80 приведены типовые схемы однотактных генераторов метровых волн.
На рис. 80, а показана схема с общей сеткой (ей соответствует эквивалентная схема рис. 79, в).
Настройка осуществляется изменением индуктивности
Llt а регулировка обратной связи—изменением индуктивностей катодных дросселей.
В схеме с общим анодом (рис. 80, 6) настройка осуществляется изменением сеточной индуктивности.
Вместо двух дросселей, усложняющих регулировку
обратной связи, применяют дроссели особой конструкции.
Дроссель наматывается из полой трубки, внутри которой
проходит второй провод накала. В результате образуютсядва параллельно соединенных дросселя с сильной связью
(«ев = 1).
На рис. 80, в показана схема с линией в цепи анод —
сетка. Короткое замыкание линии выполняется большой
емкостью С б л .
В двухтактных схемах (рис. 81) напряжения основной
частоты на сетках, катодах и анодах должны находиться
192
в противофазе, а индуктивности, соединяющие эти элементы ламп, иметь точки нулевого потенциала. На практике
используют схемы с общей сеткой и общим анодом.
Данные схемы изображены на рис. 81, а (с общим анодом)
и рис. 81, б (с общей сеткой), где общие электроды (с одинаковым потенциалом) соединяются короткой шиной.
Регулировка генерируемой частоты осуществляется изменением индуктивностей в цепи сетки ( рис. 81, а) или анода (рис. 81, б), а подбор коэффициента обратной связи производится изменением катодных индуктивностей.
Основным недостатком схем с катушками является сложность настройки, вызванная необходимостью изменять индуктивность плеч при сохранении их симметрии. Это требует
специальной конструкции катушек, обеспечивающей симметричное перемещение контактов для регулирования индуктивности в плечах. Большие неудобства связаны также
с необходимостью одновременно изменять индуктивность
четырех дросселей в цепи катода, которые входят в колебательный контур и должны обладать высокой добротностью. Лучшие результаты получаются при использовании
вместо катушек двухпроводных линий (рис. 81, в).
На рис. 81, в показана схема с общим анодом и линиями
в цепях сетки и катода; последние заменяют собой катодные
дроссели. Линии настраивают короткозамкнутыми стержнями, а для уменьшения габаритов иногда их сгибают по окружности.
Генераторы метровых волн работают на антенну, связь
с которой осуществляется фидерной линией (двухпроводной или коаксиальной), в которой должен быть установлен
режим бегущей волны. Д л я получения бегущей волны входные сопротивления фидера в точках его подключения к антенне и контуру генератора должны быть чисто активными
и численно равными волновому р ф . Фидер должен быть согласован с антенной и контуром генератора:
^1,2
=
Рф! 2А
=
Рф.
где zlti — входное сопротивление контура в точках подключения фидера; г \ — входное сопротивление антенны в точках
подключения фидера.
Связь фидерной линии с контуром или линией может быть
автотрансформаторной (рис. 81, а), емкостной (рис. 81. в)
и индуктивной (рис. 81, б),
7 з«к. 24»
W3
Генераторы дециметровых волн. В дециметровом диапа
зоне особо важное значение приобретает влияние инерцш
электронов в лампе.
Колебательными системами в диапазоне дециметровые
волн служат отрезки коаксиальных линий и объемные ре
зонаторы (последние используются реже, в основном нг
границе сантиметровых волн). Использование коаксиаль
ных линий в качестве колебательных систем очень выгодно,
так как их отрезки, эквивалентные по своей работе парадлельному колебательному контуру, обладают высокой добротностью. Кроме того, линии конструктивно удобно сочетаются с лампами, имеющими дисковые выводы.
Наиболее широкое распространение получили четвертьволновые короткозамкнутые отрезки коаксиальных линий
поскольку они эквивалентны параллельному колебательному контуру.
Величина и характер входного сопротивления линии за
виаят / о т соотношения ее геометрической длины и длины вол
ны._При / < 1/4 сопротивление короткозамкнутой л и н ш
носит индуктивный характер, при XI i < I < XII — емкост
ный.
Входное
сопротивление
линии
Z B X = — /р ctg ^
,
где р = 138 Ig (Did) — волновое сопротивление линии;
D — диаметр внутренней трубы; d — наружной.
Максимальная добротность линии получается при соотношении Did да 3,6.
При подключении к лампе параметры линии значительно изменяются. Линия оказывается нагруженной на сопротивление и емкость того участка лампы, к которому она
подключена. Например, линия, подключенная к участку
сетка — катод, оказывается нагруженной на входное сопротивление и емкость лампы. Д л я того чтобы нагруженная
линия оказалась настроенной в резонансе, необходимо,
чтобы ее входное сопротивление имело индуктивный характер и было равно по величине емкостному сопротивлению
нагрузки на ее открытом конце, т. е. р ctg(2n//X 0 ) =
= 1/2я/ 0 С, длина линии при этом меньше Я0/4.
Эквивалентное сопротивление контура R'3, эквивалентного нагруженной линии, значительно уменьшится и будет
определяться не столько потерями в самой линии, сколько
потерями, вносимыми лампой:
= R»R/(R3
+ R) <
/?„
где R ~~ сопротивление участка лампы, к которому
к л ю ч е н а линия.
Добротность также уменьшится:
Q' Э = Р'г' = рУг'р = R'Jp
под-
= о) 0 С э /?' э ,
где г' — сопротивление потерь в линии с учетом влияния
лампы.
Линия, работающая в качестве колебательной системы
лампы, связывается с антенной коаксиальным фидером, кот о р ы й должен быть согласован с линией. Влияние фидера
можно учесть с помощью вносимого сопротивления г в н ,
являющегося, по существу, полезной нагрузкой линии.
В результате действия нагрузки добротность линии уменьшится еще больше:
QНH =
—
<Qa.
1 -KW')
r'+rm
Эта добротность фактически и определяет стабильность
частоты генератора.
К- п. д. передачи энергии из линии в контур также зависит от величины добротности QH и
п
=
ПК
г
вн
rm+r'
__
г
вн/г'
_
j
(гвп/г') + 1
Qh
Qg •
Отсюда следует, что для повышения г)пк величина добротности Qa должна быть по возможности больше QH.
Добротность линии определяет также полосу пропускания частот:
А^0,7 = /o/QH; QH < /о/AFo.,.
(105)
Обеспечение заданной полосы частот особенно важно
в генераторах модулированных колебаний, где использование линий с чрезмерно большой дробротностью, не удовлетворяющей условию уравнения (105), недопустимо, так
как приводит к большому сужению полосы пропускания
и появлению значительных частотных искажений. В то же
время снижение добротности ухудшает стабильность частоты генератора. В ряде случаев линия работает на гармониках, и на ней располагается нечетное число четвертей
волны, например, при работе на третьей гармонике.
Схемы генераторов дециметровых волн. Выбор схемы
генератора зависит от конструкции лампы. При использовании металлокерамических ламп и коаксиальных линий широкое распространение в генераторах и усилителях
7*
195
дециметровых волн получила схема с общей сеткой, об л
дающая целым рядом преимуществ.
Обратная связь в генераторе с общей сеткой осущест
ляется через емкость анод—катод, которая в данной схе
выполняет .роль проходной. В металлокерамических и дц
сковых лампах эта емкость составляет десятые и сотые дол!
пикофарады. Ослабление обратной связи через эту емкост]
(вследствие ее малой величины) благоприятно влияет ш
работу схемы в режимах усиления, повышает устойчивост]
и обеспечивает большее устойчивое усиление. В генера
торах емкость С а к часто недостаточна для получения са
мовозбуждения и требуется введение дополнительной об
ратной связи, изменяя которую можно регулировать режии
и мощность генератора. Самовозбуждение в схеме генера
тора с общей сеткой возможно только тогда, когда сопро
тивление входного контура (сетка — катод) носит емкостньн
характер, а выходного (сетка — анод)— индуктивный. В ре
зультате образуется эквивалентная емкостная трехточечная схема, и генерация произойдет на верхней частоте связи. Необходимый для самовозбуждения характер сопротивления контуров достигается при (oagl > o)glK. Генерируемая частота будет близка к частоте coagl выходного контура, настройкой которого регулируют генерируемую частоту. Входной контур, слабо влияя на частоту, определяет
величину коэффициента обратной связи, а тем самым и режим работы генератора.
В схеме с общей сеткой коаксиальные линии присоединяют к дисковым выводам лампы, причем два контура схемы — входной (или катодный) и выходной ( или анодный) —
образуются тремя коаксиальными цилиндрами: катодным,
сеточным и анодным. Сеточный цилиндр используется дважды: его наружная поверхность входит в один из контуров,
а внутренняя — в другой ( рис. 82, а, б).
На рис. 82, а анод присоединяется к внутреннему цилиндру 3, катод—к наружному 1, а сетка — к среднему 2,
В схеме рис. 82, б, наоборот, анод присоединен к наружному цилиндру 3, а катод—к внутреннему 1. Первая схема
широко используется в маломощных усилителях и генераторах, вторая — в более мощных, так как в ней облегчаются условия охлаждения анода и его радиатор помещается
снаружи конструкции.
Двусторонняя схема (рис. 82, в), в которой лампа помещается в середине линий, применяется реже из-за более
сложной конструкции, затрудняющей смену ламп, охлаж196
дение анода и дополнительную регулируемую обратную
Рис. 82. Схемы генераторов дециметровых волн:
о —с подключением анода к внутреннему цилиндру; б — с подключением анода
к наружному цилиндру, в — двусторонняя: 1. 2, 3 — катодный, сеточный и
анодный цилиндры, образующие контуры; 4 — поршень настройки входного
(катодного) контура; 5 — поршень настройки выходного (анодного) контура;
6 — петля связи с нагрузкой; 7 — фндер. передающий энергию в антенну;
8 — штырь емкостной обратной связи; 9 — штырь связи с нагрузкой; W — петли индуктивной обратной связи; II — фидер обратной связи; 12 — петля связи
с антенной; 13 — фидер связи с антенной.
дуктивная связь). Аналогично выполняется связь с нагрузкой. В этом случае иногда применяют автотрансформаторную связь. Для повышения эффективности элемент связи —
штырь 9 (рис. 82, б) или петлю 6 (рис. 82, а) — лучше располагать не произвольно, а вблизи пучности напряжения
(у электродов лампы) при емкостной связи и вблизи пучности тока (у короткозамкнутого конца линии ) при индуктивной связи.
Схемы питания представлены на рис. 83. Д л я питания
постоянным током необходимо разделить электроды блокировочными конденсаторами, устанавливаемыми либо в настраивающих поршнях, либо вблизи лампы. В первом случае
Рис. 83. Схемы питания в генераторе ДМВ:
а — с блокировочными конденсаторами в поршнях; б — с одинаковым постоянным потенциалом линий и е блокировочными конденсаторами у электродов
ламп,
цилиндры изолируют друг от друга блокировочными конденсаторами, включенными в поршни (рис. 83, а). Недостатками такой схемы являются сложная конструкция поршней и увеличение напряжения между цилиндрами линий,
особенно между сеточным и анодным. Более удобная схема
питания, в которой все цилиндры имеют одинаковый постоянный потенциал, а разделительная емкость помещается
у лампы и конструктивно выполнена в виде изолирующих
шайб с подключенными цилиндрами (рис. 83, б).
В последнее время в целях увеличения надежности и
уменьшения габаритов стали разрабатывать ламповые модули СВЧ, представляющие собой неразъемную конструкцию, сочетающую металлокерамическую лампу и колебательную систему, образующие генератор или усилитель.
198
§ 35. К Л И С Т Р О Н Н Ы Е У С И Л И Т Е Л И И ГЕНЕРАТОРЫ
Клистронные усилители и генераторы являются в настоящее время одним из основных приборов СВЧ и широко
используются в передатчиках дециметровых и сантиметровых волн для генерирования, усиления, умножения частоты в непрерывном и импульсном режимах.
Мощные клистронные усилители используются в выходных ступенях передатчиков многоканальной радиорелейной связи, наземных передатчиков космической связи и в
телевизионных передатчиках.
Клистроны работают на принципе взаимодействия электронного потока переменной плотности с электрическим
полем объемного колебательного контура (объемного резонатора), который является основной колебательной системой в этом диапазоне. Импульсы конвекционного тока,
возникающие в электронном луче вследствие периодического изменения его плотности, создают в электрическом
поле резонатора наведенный ток, приближенно равный конвекционному, который отдает свою энергию резонатору,
связанному с полезной нагрузкой. Электронный луч также
модулируется по скорости объемным резонатором. В зависимости от того, происходит группирование электронов
и преобразование их энергии в энергию высокочастотных
колебаний в одном или в разных резонаторах, различают
два основных типа клистронов: пролетные и отражательные.
Пролетные могут работать к а к усилители, умножители или
генераторы, а отражательные — только как генераторы малой мощности.
Пролетные клистроны. Пролетные клистроны выполняются двухрезонаторными и многорезонаторными (до 4—
5 резонаторов). Рассмотрим принцип действия двухрезонаторного клистрона, схема которого представлена на
рис. 84.
Клистрон состоит из электронной пушки, заключающей
в себе подогревный катод 1 и устройство 2, служащее для
фокусировки электронов в узкий пучок. На фокусирующее
устройство подается небольшой отрицательный относительно катода потенциал. По аналогии с электронными лампами устройство называют сеткой, и оно может служить для
управления током луча.
Д л я получения узких пучков электронов с большой силой тока применяют катоды специальной конструкции и постоянное магнитное поле, направленное по оси электронной
пушки и фокусирующее электронный пучок. Электроны
вылетевшие из катода, движутся под влиянием ускоряющей
электрического поля, приложенного к объемным резонато
рам 3 и 4. Стенки узкой части резонаторов, через которук
пролетают электроны, выполнены в виде сеток.
Электроны, попавшие в пространство между сетками
входного резонатора 3 (группирователя), изменяют свою
скорость под действием переменного напряжения м г , Это на-
Р и с . 84. П р о л е т н ы й к л и с т р о н :
а — схема клистрона; б — схематическое устройство резонаторов,
пряжение возникает в результате возбуждения резонатора
внешним источником колебаний с помощью петли связи 5.
При высоком ускоряющем напряжении Е0 и малом расстоянии между сетками резонатора инерцией электронов на
данном участке можно пренебречь. Тогда электроны, влетающие в входной резонатор при иг = 0, не изменят своей
скорости и, пролетев сетки, будут двигаться дальше с постоянной скоростью v0 да 6 • 10ЪУ~Щ) м/сек. Электроны,
пролетающие сетки в моменты, когда напряжение и г увеличивается, получат ускорение и их скорость после пролета
суток будет больше: v1 = vu + Av. Наконец, электроны,
пролетающие сегки в моменты, когда напряжение иу падает,
будут тормозиться, и их скорость уменьшится до v3 =
= v0 — Av.
В пролетном пространстве между сетками входного и
выходного резонаторов электрическое поле отсутствует,
и электроны движутся по инерции с той скоростью, которую
они имели при вылете из сеток входного резонатора. Это про200
с т р а н с т в о называется пространством группирования или
д р е й ф а . В нем происходит группирование электронов, так
к а к более быстрые электроны, проходящие через сетки входн о г о резонатора при ускоряющем полупериоде ит, будут
д о г о н я т ь ранее вылетевшие электроны, имеющие меньшую
с к о р о с т ь , в результате чего образуются сгустки электронов
и плотность электронного пучка сделается неравномерной.
•fptJ*nu
рова
рода,Л7М0
Рис. 85, Пространственно-временная диаграмма
клистрона.
пролетного
За каждый период напряжения на сетках образуется один
сгусток электронов, представляющий собой импульс конвекционного тока.
Процесс группирования можно проследить по пространственно-временной диаграмме (рис. 85), где в координатах пространства х и времени t показаны траектории электтронов в пространстве группирования, причем крутизна
траекторий взята пропорциональной скорости электронов.
До пролета входного резонатора электроны имели одинаковую скорость v„ (часть графика ниже оси абсцисс). После
пролета сеток скорость электронов изменится, и крутизна
траектории будет различной.
Рассмотрим для упрощения траектории трех электронов
Л 2 и 3, пролетевших сетки при нулевом (2), максималь-
ном тормозящем (3) и максимальном ускоряющем (/) на- ]
пряжениях. Имея большую скорость (D, > v0), электрон г
догонит электрон 2, скорость которого не изменилась (и2 =
= t'o), и электрон 3, который имел еще меньшую скоросп
(va < t>0), но вылетел раньше.
Сгустки образуются при переходе напряжения и г от
тормозящей полуволны и „ и ускоряющей ы гу . При обратном переходе появляются разряжения плотности электронов. Плотность электронного сгустка достигает максимума
на вполне определенном расстоянии
от группирователя.
При дальнейшем движении электронов плотность сгусткг
уменьшается. Сгусток электронов представляет собой им
пульс конвекционного тока, который па расстоянии
от
сеток входного резонатора оказывается наиболее острым
При дальнейшем движении электронов (/ >
форма им
пульса меняется: он размывается, появляется провал в era
вершине, и длительность его увеличивается.
Чтобы внешние поля в пространстве группирования не
влияли на электроны, пространство экранируется пролет
ной трубкой Т (рис. 84, о), роль которой могут выполнят
внешние поверхности резонаторов, присоединенные оди
к другому (рис. 84, б).
Импульсы конвекционного тока, проходя через сетк
выходного резонатора-улавливателя,
индуцируют в не
наведенные токи, в результате чего создаются электромаг
нитные колебания той же частоты. Напряжение иу на сетка
улавливателя совпадает по фазе с первой гармоникой наведенного тока, и импульсы тока будут проходить через сетки
в моменты максимального напряжения на них (иу =
Umy).
При этом происходит наиболее сильное торможение электронов, которые отдают большую часть энергии улавливателю. Усиленная (по сравнению с энергией, затраченной на
группирование) мощность с помощью петли связи 6 и фидера
передается нагрузке (рис. 84). Электроны, пролетевшие улавливатель, движутся к коллектору 7 и, ударяясь об него,
отдают остаток своей энергии.
Преимуществами описанного выше способа управления
электронным пучкОм, по сравнению с управлением электронным потоком в лампах, являются, во-первых, уменьшение влияния инерции электронов ввиду малого времени
и угла пролета электронами пространства между сетками
резонаторов и, во-вторых, малая мощность возбуждения,
так как эта мощность расходуется только в ускоряющий
полупериод напряжения на сетках на разгон электронов
202
и возвращается в возбудитель при тормозящем полупериоде, когда электроны тормозятся.
В результате мощность возбуждения будет в основном
затрачиваться на потери в входном резонаторе, а так как
добротность его достаточно высока, мощность возбуждения
окажется малой и коэффициент усиления по мощности получится высоким (до 10я — Ю4).
В то же время двухрезонаторные клистроны имеют ряд
существенных недостатков.
В этих клистронах трудно получить большой ток изза расфокусирующего действия объемного заряда пучка,
вызываемого взаимным отталкиванием электронов. В результате импульсы конвекционного тока окажутся размытыми.
Д л я увеличения мощности при малых силах тока в пучке увеличивают ускоряющее напряжение до десятков и сотен киловольт в целях более эффективного торможения
электронов, движущихся с большой скоростью. Однако это
неудобно в эксплуатации и снижает общий к. п. д. до
2 0 - 2 5 % .
Указанные недостатки ограничили области применения
двухрезонаторных клистронов. Эти клистроны применяются
в качестве усилителей и генераторов небольшой мощности
порядка десятков и сотен ватт со сравнительно невысоким
коэффициентом усиления.
Двухрезонаторный клистрон может работать в режиме
самовозбуждения, для чего резонаторы связываются цепью
обратной связи (рис. 84, б), которая должна обеспечить
баланс амплитуд и фаз.
Особенностью клистронных генераторов является значительная зависимость генерируемой частоты от напряжения, которое определяет время пролета электронов в пролетном пространстве и сдвиг фаз между напряжениями на
входном и выходном резонаторах, а следовательно, и генерируемую частоту.
Двухрезонаторный клистрон часто используется в ре,жиме умножения. В этом случае улавливатель настраивается на заданную гармонику наведенного тока, острые импульсы которого содержат большое число резко выраженных
гармоник.
С увеличением номера гармоники ее ток падает и к п. д.
умножителя снижается до единиц процентов.
Недостатки двухрезонаторных клистронов в значительней степени устранены в многорезонаторных.
В этих клистронах применяют до шести резонаторов
(чаще всего четыре). В результате образуется несколько пролетных пространств группирования и несколько прост-!
ранств взаимодействия электрического поля резонаторов
с электронным пучком.
На рис. 86 показана схема четырехрезонаторного клистрона, имеющего входной резонатор / , два промежуточных
резонатора 2, 3 и выходной резонатор-улавливатель 4.
»
Рис. 86. Схема многорезонаторного клистрона.
Особенностью конструкции резонаторов этих клистронов является отсутствие сеток, функции которых выполняет
зазор 5 в емкостной части резонатора между концами пролетных трубок.
Устранение сеток делает зазор прозрачным для электронного пучка и снижает потери за счет бомбардировки сеток
электронами. При этом несколько ухудшается взаимодействие электронного пучка с электрическим полем резонатора.
Д л я уменьшения потерь, вызванных оседанием электронов на стенки пролетных трубок, и увеличения плотности
пучка применяется дополнительная фокусировка продольным магнитным полем по всему пролетному пространству.
Фокусировка осуществляется электромагнитами (или постоянными магнитами) 6.
Во входном резонаторе 1 происходит начальная скоростная модуляция слабым электрическим полем, как и в двухрезонаторном клистроне.
В первом пролетном пространстве электроны группируются и большая часть сгустка проходит зазор первого промежуточного резонатора 2 в течение одного полупериода,
и м п у л ь с ы конвекционного тока наводит в этом резонаторе
ток, который, в свою очередь, создает на зазоре
в ы с о к о ч а с т о т н о е напряжение с амплитудой, значительно
б о л ь ш е й , чем во входном резонаторе, из-за увеличения
п л о т н о с т и сгустков и высокой добротности резонатора, который не нагружен и обладает малыми потерями.
В результате скоростная модуляция делается более глуб о к о й и условия группирования во второй пролетной трубке
улучшаются.
Аналогично работают и остальные промежуточные резонаторы.
Подбором напряжения на первом резонаторе и соответствующей настройкой промежуточных добиваются оптимального группирования пучка ко времени прохождения
сгустков зазора выходного резонатора, в котором индуцируется максимальный импульс наведенного тока и напряжение на выходном зазоре делается порядка ускоряющего.
Энергия из выходного резонатора подается в нагрузку
по фидеру 7. Поршни 8 служат для настройки резонаторов. Причем промежуточные резонаторы с целью получения необходимой фазы колебаний на зазорах, обеспечивающей наиболее эффективную скоростную модуляцию электронов, настраиваются на частоту, несколько большую рабочей. Электроны, прошедшие зазор выходного резонатора,
попадают на коллектор 9 и отдают ему остатки своей энергии.
Многорезонаторные клистроны используются в качестве
мощных усилителей передатчиков на мощности в сотни киловатт в непрерывном режиме и десятков мегаватт — в импульсном.
К. п. д. многорезонаторных клистронов значительно
выше, чем у двухрезонаторных, и достигает 40—45%.
Усиление по мощности достигает 45 -f- 50 дб.
Клистроны, имея ряд резонаторов с высокой добротностью, обладают узкой полосой пропускания 1 -г- 2% от
среднего значения частоты, однако в мощных импульсных
клистронных усилителях можно значительно расширить
полосу пропускания (до 5—10%) подбором расстроек
и добротностей резонаторов.
Устройство многорезонаторных клистронов. Современный многорезонаторный клистрон представляет собой сложную конструкцию. Клистронные усилители на большие мощности имеют вес до сотен килограммов и большие габариты
(высота некоторых типов клистронов достигает 2—3 м).
наведенный
Корпус клистрона цельнометаллический, образован HJ
ружными поверхностями резонаторов тороидального тип!
и прямоугольной формы.
Внутри резонаторов и пролетного пространства создает!
ся и поддерживается высокий вакуум.
На корпус клистрона подается высокое ускоряющее напряжение, которое достиг , ет в некоторых типах 300—400 /ся
Работа с такими напряженияйи, вызывающими жестко!
рентгеновское излучение, при ударении электронов, дви
жущихся с большой скоростью, о металл, требует специалЕ
ной защиты из свинца. Д л я этой цели применяются толсты
свинцовые экраны.
Корпус клистрона надежно заземляется и катод нахо
дится под высоким потенциалом относительно земли. Пс
этому требуется тщательная изоляция катодной части кли
строна, которую погружают в бак с трансформаторным мае
лом.
В клистронах применяются мощные подогревные oi
сидные катоды и истемы электростатической и магнитно]
фокусировок луча, образующие электронную пушку. Кол
лектор клистрона должен иметь систему водяного охлаж
дения.
Основными достоинствами пролетных клистронов яв
ляются: 1) большие мощности как в импульсном, так и не
прерывном режимах, особенно при параллельной работе
клистронов; 2) высокая стабильность частоты, определяема!
стабильностью частоты возбуждающего сигнала, так ка!
частота колебаний клистронов почти не зависит от парамет
ров их нагрузки (для обычных систем возбуждения дости
гается стабильность 10~б); 3) большое усиление (до 106 —
107 раз).
К недостаткам клистронов относятся: 1) необходимост!
использования высоких анодных напряжений, значительна
больших, чем у магнетронов (например, для клистрона мощностью в 10 Мет требуется напряжение до 150—200 кв\
в то время как для магнетронов такой же мощности необходимо напряжение до 50—60 /се), что приводит к оявлению рентгеновского излучения, меры защиты от которого
усложняют конструкцию; 2) узкая полоса пропускания
(до 1—2%' из-за высокой добротности резонаторов (в некоторых последних конструкциях клистронов получена
более широкая полоса пропускания — до 5% в сантиметровом диапазоне и до 10% — в дециметровом); 3) сравнительно невысокий к. п. д. (до 40—45%),
Важной особенностью клистронов является сильная зависимость выходной мощности от ускоряющего напряжения Е0.
Дальнейшие пути усовершенствования
клистронных
усилителей большой мощности направлены на повышение
к. п. д. и увеличение ширины рабочей полосы частот.
Повышения к. п. д. достигают путем увеличения времени
взаимодействия мощных сгустков электронов (импульсов
конвекционного тока) с электромагнитным полем выходного резонатора, для чего
к нагрузке,
выходной резонатор делают составным с двумя щелями, в которых и происходит двухкратный отбор
энергии. При этом расширяется также и полоса частот.
Д р у г и е пути увеличения к, п. д. и широкополосности заключаются в
создании
многолучевых
клистронов, имеющих несколько электронных лучей с общими
резонаторами.
Рис. 87. Схема
отражательного
Отражательные клистклистрона.
роны. Отражательный клистрон, изобретенный в 1940 г. В. Ф. Коваленко, широко
используется в качестве генератора малой мощности (до
1 вт), гетеродина приемника сантиметрового диапазона,
сигнал-генератора и в модуляционных устройствах клистронных передатчиков.
К преимуществам данных клистронов относятся: 1) высокая стабильность частоты; 2) простота подстройки и настройки частоты; 3) малая потребляемая мощность и невысокие рабочие напряжения; 4) малые габариты.
Недостатки отражательных клистронов: низкий к. п. д.
и сильная зависимость частоты от питающих напряжений.
Рассмотрим принцип действия отражательного клистрона (рис. 87) с одним резонатором 1, на который подается
ускоряющее напряжение. Назначение катода и сетки то же,
что и в пролетном клистроне. Электрод 2 называется отражателем, и на него подается отрицательное относительно
катода напряжение Е0.
Электроны, вылетевшие из катода и ефокусированны*
в узкий пучок, ускоряются в пространстве до сеток резона
тора и, пролетев сетки, попадают в тормозящее поле отра
жателя. Это поле определяется разностью потенциалов рё
зонатора и отражателя (Ет — Ер — Е0). При наличии
напряжения высокой частоты на сетках резонатора пронс
ходит'скоростная модуляция луча, вследствие чего элект
роны, пролетевшие сетки, будут иметь различные скорости.
Попадая в тормозящее поле, электроны меняют направление и начинают двигаться к сеткам резонаторов. Так как
длина траектории электронов зависит от скорости, которую
они имели при выходе из сеток резонатора, то электроны,
обладающие большей скоростью, пройдут больший путь до
поворота в обратном направлении и догонят электроны,
обладающие меньшей скоростью, прошедшие меньший путь
до полного отражения и перемены направления движения.
В результате в пространстве между сетками резонатора и
отражателем произойдет группирование электронов, и при
определенном расстоянии I и напряжении Ет = Ер —
— Е0 к сеткам отражателя начнут подходить сгустки элект-1
ронов, образующие импульсы конвекционного тока. Если,
импульсы проходят сетки резонатора в моменты максимального напряжения на них, то вследствие торможения энергия электронов будет отдаваться резонатору и в нем появятся колебания. Таким образом, в отражательном клистроне,
как I в пролетном, имеет место скоростная модуляци г электронов, приводящая к периодическому изменению плотности
луча. Группирование и улавливание происходят в одном
и том же резонаторе.
Очевидно, такой прибор может работать только как генератор с самовозбуждением, причем первоначальные колебания в резонаторе возникают в результате тепловых флюктуационных колебаний, всегда имеющих место в колебательных системах.
На рис. 88 изображен график движения электронов при
различных напряжениях на сетках резонатора. Движение
электрона с начальной скоростью в тормозящем электрическом поле подобно движению брошенного вверх тела под
действием силы земного притяжения. Уравнение такого
движения описывается параболической зависимостью, и
кривая движения электрона имеет вид параболы.
Электроны отдают максимальную энергию в том случае,
когда их сгусток поступает после группирования в резонатор с максимальным напряжением на сетках, что воз203
м о ж н о при вполне определенных углах пролета электронов,
в ы л е т е в ш и х из сеток резонатора при uv = 0. Около этих
э л е к т р о н о в (кривая а) группируются как более быстрые
( к р и в а я б , так и более медленные, но вылетевшие раньше
э л е к т р о н ы (кривая в).
Для получения максимальной отдачи энергии электронов резонатору необходимо выполнить условие, при котором
время пролета электронов, в пространстве резонатор — отражатель
' о = ~7"
4
1
2 —
4
7...,
4
(106)
а угол пролета ф0 = 2nt0 =
= 2л{п — V4) Т, где Т =
=
— период колебаний;
л = 1, 2, 3 ....
При указанных значениях п первая гармоника
индуктированного в резонаторе тока и напряжение
на резонаторе совпадут по Рис. 88. График движения элекфазе и колебательная мощ- тронов в тормозящем поле отрапоясняющий
процесс
ность достигнет максиму- жателя, группирования.
ма. Если условие (106) выполнено неточно, то баланс фаз произойдет на частоте, отличной от собственной частоты резонатора, генерируемая
частота изменится, а колебательная мощность упадет.
Расчеты показывают, что при / > t0 со < со0, а при
/ < / 0 а» > о)0. Условия самовозбуждения клистрона зависят
от параметра п. Нем больше п, тем легче возникает самовозбуждение. Это объясняется тем, что при больших п увеличивается время пробега электронов и улучшаются условия группирования, а также увеличиваются плотность
электронов в сгустке, конвекционный и наведенный токи.
Регулировка времени t 0 достигается изменением потенциала
отражателя.
В современной технике СВЧ распространение получили
Два типа конструкций отражательных клистронов на волны
от десятых долей сантиметра до 60 4* 70 см.
В коротковолновой части сантиметрового диапазона
обычно используются клистроны в металлическом оформлении с внутренним резонатором, с механической настрой-
кой частоты и коаксиальным или волноводным выводом
энергии на выходные мощности от единиц милливат до од
ного ватта.
В десятисантиметровом диапазоне и на дециметровы
волнах применяются клистроны в стеклянном оформлени
с дисковыми выводами на баллоне для подключения внеш
них резонаторов.
§ 36. М А Г Н Е Т Р О Н Н Ы Е
ГЕНЕРАТОРЫ
Многорезонаторные магнетроны являются наиболее распространенным типом генераторов СВЧ.
Магнетроны работают в основном в сантиметровом,
дециметровом и миллиметровом диапазонах волн ( от 0,5 —
-т-0,7 мм до 40 -4- 50 см) и позволяют получать весьма большие мощности в импульсном режиме — до 10—15 М е т в
импульсе при высоком к. п. д. (до 50 — 70%).
Импульсный режим является основным для магнетронных генераторов, поэтому они являются основными автогенераторами радиолокационных станций. Импульсные магнетроны работают при сравнительно высоких анодных напряжениях (до 40—80 кв) и требуют постоянного магнитного поля с напряженностями до 0,6 — 0,8 тл (6 — 8 тыс.
гауссов).
Магнетроны, работающие в непрерывном режиме, позволяют получить мощность от нескольких ватт до нескольких киловатт при анодном напряжении порядка единиц киловольт. Такие магнетроны нашли широкое применение
в станциях создания помех радиолокаторам.
Недостатком магнетронов является трудность перестройки частоты в широких пределах.
К основным преимуществам магнетронных генераторов
относятся: возможность получения больших мощностей
в диапазоне сантиметровых и частично миллиметровых волн
при высоком к. п. д. и анодных напряжениях, значительно
меньших, чем у многорезонаторных клистронов; сравнительная простота и компактность конструкции вызванная
отсутствием электронной пушки, что позволило использовать катод простой цилиндрической формы; простота
схемы осуществления работы в импульсном режиме.
Принцип действия многорезонаторного магнетрона.
Многорезонаторный магнетрон построен на принципе взаимодействия электронного потока с электромагнитными по210
л ями
замкнутой системы объемных резонаторов в скрещенных постоянных электрических и магнитных полях
В отличие от пролетных клистронов, в магнетронах осуществлены принцип частичного торможения электронов
и многократная отдача ими энергии в зазорах колебательных
систем, что позволяет значительно повысить к. п. д. генератора.
Электроны получают энергию в ускоряющем поле анода и, отдавая ее резонаторам колебательной системы, поддерживают в них незатухающие
колебания.
На рис. 89 показана принципиальная схема магнетрона в поперечном разрезе.
Магнетрон состоит из цилиндрического катода 1 и анодного блока 2. Анодный блок представляет
собой систему объемных резонаторов 3, расположенных по окружности и связанных друг с другом
электрическими и магнитными полями. В результате резонаторы образуют единую колебательную си- Рис. 89. Схема устройстстему, имеющую несколько собства магнетрона.
венных частот колебаний.
На анодный блок магнетрона подается высокое относительно катода напряжение £ а , а в пространстве анод —
катод (пространство взаимодействия) создается постоянное
магнитное поле, параллельное оси магнетрона и перпендикулярное радиальному электрическому полю.
Электроны, вылетевшие из катода, движутся в скрещенных электрическом и магнитном полях. Под действием магнитного поля траектория электронов искривляется, так как
на них действует сила F M , перпендикулярная радиальному
направлению движения электрона вдоль силовых линий,
т. е. вектору его скорости ver и напряженности магнитного
поля В.
Максимальная величина этой силы будет равна:
FM =
everB,
г д е е — з а р я д э л е к т р о н а ; ver — р а д и а л ь н а я с о с т а в л я ю щ а я
Скорости э л е к т р о н а ; В — м а г н и т н а я и н д у к ц и я п о л я .
ли
Так как по мере удаления от катода скорость электронов под влиянием ускоряющего поля анода увеличивается,
то возрастает и сила F M , искривляющая траекторию электрона.
На рис. 90, а показаны траектории электронов при раз-^
личных напряженностях магнитного поля и постоянном
анодном напряжении (электромагнитные колебания отсутствуют), а на рис. 90, б—зависимость постоянного анодного тока от индукции В,
/
Рис. 90. Зависимость тока и траектория электронов
ском диоде от магнитной индукции:
в —траектория электронов при различных величинах
б — зависимость тока днода от магнитной
в цилиндриче-
магнитной
индукции.
индукции;
Электроны движутся по сложным траекториям, близким
по форме и эпициклическим (эпициклоидой называется
кривая, образованная точками окружности, катящейся без
скольжения поперек неподвижного цилиндра).
Существует определенная (критическая) индукция fi„p,
при которой анодный ток диода прекращается. При В •<
< В к р анодный гок постоянен, так как электроны не успевают пройти полную траекторию и попадают на анод А,
не закончив ее.
При В = S i ; p электроны описывают наиболее длинную
траекторию, не касаясь анода, а при В > Вкр анодный ток
прекращается, потому что электроны в своем циклическом
движении не будут достигать анода.
В результате действие магнитного поля электроны получают поперечную или тангенциальную составляющую скорости vh которая направлена перпендикулярно электрическим силам поля анода и приводит к вращательному движению электронов объемного заряда вокруг катода в пространстве взаимодействия. Средняя скорость вращения
объемного заряда вокруг катода (скорость переноса) заеит
с ит
от соотношения сил электрического и магнитного по-
лей:
va = Е/В.
(107)
Магнитное поле не изменяет энергию электронов и влияет только на форму траектории электронов и скорость переноса.
Вращающийся объемный заряд, представляющий собой
конвекционный ток, пролетая вблизи зазоров резонаторов,
наводит в них импульсы наведенного тока, которые создают
на зазорах высокочастотное напряжение, взаимодействующее с электронным объемным зарядом. Колебания, наведенные в резонаторах, могут иметь разные собственные частоты и находятся в различных фазах относительно друг
друга.
Как будет показано при подробном рассмотрении работы
анодного блока, основными рабочими колебаниями являются так называемые противофазные, т. е. такие, в которых
колебания в соседних резонаторах будут сдвинуты по фазе
на 180°.
Таким образом, если у паза одного резонатора будет
иметь место ускоряющее поле, то у соседнего будет тормозящее и т. д.
При противофазных колебаниях вдоль резонаторов располагается стоячая волна поля, имеющая как поперечную
(радиальную) составляющую, так и продольную (тангенциальную). На каждый резонатор приходится одна полуволна поля.
В процессе взаимодействия электронов с противофазной
электромагнитной волной происходит фокусировка объемного заряда в сгустки в виде своеобразных спиц, имеющих
большую плотность заряда. Число сгустков зависит от числа резонаторов и равно их половине.
Образование сгустков обусловлено тем, что электроны,
вылетевшие из катода в области ускоряющей полуволны
электромагнитного поля, увеличивают свою" энергию и скорость, при этом увеличивается сила магнитного поля F M ,
искривляющая их траекторию настолько, что уже при первом цикле движения они попадут на катод, отдадут ему
свою энергию и исчезнут из объемного заряда.
Электроны, вылетевшие в области тормозящей полуволны, будут отдавать свою энергию электромагнитному полю,
их скорость и кривизна траектории будут уменьшаться;
траектория окажется более плоской, и они потеряют свою
m
энергию на некотором расстоянии от катода, затем под де
ствием ускоряющего постоянного поля электрон вновь на<{
нет разгоняться, двигаясь по циклической траекторий
и вновь отдаст приобретенную энергию высокочастотно»,
полю. Описав несколько циклических кривых, на протяж^
нии которых электрон, удаляясь от катода, отдает свой
энергию, полученную за счет ускоряющего поля анод^
высокочастотному
пол
электрон попадает на анс,
В результате рассм
ренного процесса произо
дет изменение плотноеп
объемного заряда и окол!
пазов с тормозящей пол
волной возникнут cryi
ки электронов, а окол!
пазов с ускоряющей пол
волной — разряжения об'
емного заряда.
Такая предварительна!
фокусировка объемного за
ряда будет устойчивой, ее
Рис. 91. Форма пространственного
заряда в магнетроне при генера- ли выполнены условия син
ции.
хронизации, т. е. скорое!
переноса
будет равна
скорости изменения фазы в соседних резонаторах и время
переноса электронов от одного паза к другому / п будет равно времени t0 изменения фазы ф соседних резонаторок
ta = t0 = ф/со.
(108;
Д л я противофазных колебаний ф = л и ta — V2 Т,
В этом случае электроны при переходе от одного раза
к другому будут все время находиться в тормозящей полу
волне.
На рис. 91 показана примерная форма объемного заряда
магнетрона и траекторий отдельных электронов.
Особенности работы анодного блока магнетрона. Кажды
резонатор обладает собственной частотой колебаний, ко
торая зависит от его формы и размеров его поперечного се
чения. Резонаторы анодного блока связаны друг с друго(
через электрические и магнитные поля и образуют единук!
колебательную систему с несколькими собственными ча
стотами колебаний. Каждой такой частоте соответствую!
определенные фазовые соотношения между колебаниям!
?J4
"
• ' ••
р отдельных резонаторах и определенная конфигурация
э л е к т р о м а г н и т н о г о поля. Таким образом, в колебательной
системе магнетрона можно получить несколько типов полей.
При последовательном обходе всех резонаторов анодного
блока общий сдвиг фазы колебаний Ф, очевидно, будет равен
нулю или целому числу периодов, т. е, в общем случае Ф =г=
= 2пп, где я = 0, 1, 2, 3 ...
Сдвиг фаз колебаний между соседними резонаторами
при этом оказывается в N раз меньше (N — число резонаторов), а именно: ср = Ф/N = 2 n n / N .
При расчете получается следующее выражение для собственных частот колебаний в блоке:
/=
1
(109)
х
1+
V
где f0—
h
/
4 (C/Cj) sin 2 (nn/N)
собственная частота одиночного
резо-
2пу LC
натора; L,C — эквивалентные индуктивность и емкость
резонатора соответственно; Сг — емкость связи между
резонаторами.
Магнитная связь обусловлена тем, что магнитный поток
одного резонатора замыкается через торцы блока и полости
соседних резонаторов.
Электрическая связь осуществляется через электрические поля резонаторов, существующие в пространстве взаимодействия.
При данных значениях / 0 , Сг и L получается N — 1
собственных частот колебаний, так как при п — 0 и п — Л
частота равна нулю (nn/N = 0, я , ..., s i n 2 ( n n / N ) = 0),
а при п> N значения частот будут повторяться, поскольку
фазовый угол ф/2 = лп/N, являющийся аргументом синуса
в формуле (109), будет отличаться на л для двух значений — п и п + N:
N
N ^
'
N
V N
)
Указанное число (N — 1) собственных независимых
частот имеет в своем составе пары одинаковых по величине
частот, колебания которых отличаются только фазовым'и
соотношениями,
Действительно, при различных значениях числа п, н
пример при п —
и п = пг = N — пъ квадраты синус
угла ntijN
и n(N — nJ/N (а следовательно, и частот
будут одинаковы, хотя фазы колебаний будут различные
Так, если п = пъ то срх = 2nn1/N, а если п2 = N — п
то ф 2 = 2п(N — n)/N — 2л — фх. Эти пары одинаков
частот называются вырожденными.
Исследования показывают, что колебания одинаковы
частот (п и N — п) движутся вдоль анодного блока в про
тивоположных направлениях, образуя две бегущие волны,
В результате их интерференции появляется стоячая волна.
Д л я колебаний с п = 1 и п = N — 1 вдоль анодного блока
укладывается одна волна, при n = 2 u n = N — 2 —
две волны и т. д. Число стоячих волн будет всегда меньше
половины числа резонаторов, а число пучностей тока —
меньше числа резонаторов. В данном резонаторе будет иметь
место либо пучность тока, либо узел, т. е. возможны две
структуры поля. Установление той или иной структуры!
поля является случайным и зависит от процесса возникно-;
вения колебаний. Незначительное нарушение симметрии
системы приводит к изменению структуры, перескоку фазы1
и появлению в резонаторе узла тока вместо пучности или
наоборот. Д л я вывода энергии из магнетрона петлю связи
следует поместить в пучность магнитного поля, т. е. в резонатор с пучностью тока. Очевидно, что работа с вырожденными колебаниями приведет к значительным изменениям выводимой из магнетрона мощности, так как вместо
пучности тока в данном резонаторе случайно появится узел
и энергия резко изменится, что недопустимо. По этой причине вырожденные колебания и не используются на практике.
При четном числе резонаторов (А' = 2k), кроме k— 1 =
= (N/2) — 1 пар вырожденных колебаний, будет существовать одно невырожденное колебание при п — N12 и ф =
= 2n(N/2)/N = л.
Это невырожденное колебание и является противофазным, так как сдвиг фазы в соседних резонаторах составляет
180° и вдоль анодного блока устанавливается N12 стоячих
волн. При этом число пучностей тока равно числу резонаторов и в каждом резонаторе будет иметь место пучность тока
(а в зазоре между ними пучность напряжения). Тогда петля связи, установленная в любом из резонаторов, всегда
находится в пучности магнитного поля. Электрические и маг-
н итные
поля соседних резонаторов будут всегда направлены в данный момент в противоположные стороны.
Противофазные колебания являются основными рабочими колебаниями магнетрона.
Устойчивое синхронное движение объемного заряда
и электромагнитного поля резонатора наблюдается при определенном соотношении анодного напряжения Еа и магнитный индукции В.
Это соотношение определяется при определенной скорости переноса v0 = / 0 // 0 да с п [уравнение (107)], где
/0 = n ( r a. + r K )/N — расстояние между зазорами по
средней окружности с радиусом 0,5 (га + г„), t0 —
= nT/N — время изменения фазы соседних резонаторов, г а , г к — радиусы анода и катода соответственно.
Полагая приближенно электрическое поле анода равномерным:
Е а — Е (Га — Гк),
где Е — напряженность электрического
лучаем .
Л
— 'о — М[я+!к)
Un —
to
ПТ
„
— i/
n
Е —
В
откуда
поля анода, поДа
}
5(га-гк)'
fр _
Л (Га — Гк)
п
Анодное напряжение, определяемое этим уравнением,
называется пороговым для данного вида колебаний.
Для основных рабочих противофазных колебаний п = % и
Чем выше порядок колебаний (чем больше п), тем при
меньшем анодном напряжении возникают колебания, причем анодные напряжения, вызывающие колебания, в меньшей степени отличаются одно от другого. Это следует учитывать, так как нестабильность анодного напряжения может
привести к переходу от одного вида колебаний к другому,
а также к скачкам частоты и мощности.
Недостатком противофазных колебаний является п р и ближение колебаний соседних частот и колебаниями основ-
ной частоты, в результате чего проявляется многоволновость
«17
и работа магнетрона делается неустойчивой (появляютс:
скачки частоты и снижается к. п. д.).
Д л я увеличения разности между основной частотой |
частотами соседних колебаний вводят дополнительну!
связь между резонаторами в виде одного или двух коле
(4) из проводников (связки), расположенных на торца
анодного блока (рис. 89). Лучшие результаты получаютс
при двойной кольпевой связке, позволяющей разнести ча
Р и с . 92. У с т р о й с т в о м и о г о р е з о н а т о р н о г о м а г н е т р о н а :
/ — катод; 2— медный анодный блок; 3 — цилиндрические объемные резона»
торы; 4 — петля связи; 5 —кольцевая связка,
тоты колебаний, близкие к основной частоте, не менее чем
на 5—10%, что достаточно для нормальной работы колеба«
тельной системы магнетрона.
В магнетронах, работающих в диапазоне 10—30 см,
применяются связки в виде круглых или прямоугольных
проводников, соединяющих сегменты блока. В трехсанти
метровом диапазоне использование связок конструктивна
неудобно из-за малых размеров анодного блока. Кроме того,
наличие связок приводит к значительному увеличению по
терь, которые возрастают пропорционально квадрату ча-j
стоты.
Д л я разноса частот соседних колебаний на волнах А, ^
^ 3 см применяют разнорезонаторные магнетроны, в которых чередуются резонаторы различных формы и величины, при этом собственные частоты резонаторов и соседние
частоты будут значительно отличаться друг от друга и от
основных колебаний.
Устройство магнетрона. На рис. 92 показано устройство
миогорезонаторного магнетрона без магнитной системы.
Магнетрон состоит из мощного цилиндрического подогревного катода 1, вокруг которого располагается медный
анодный блок 2 с объемными резонаторами ,9, связанными
з а з о р а м и с внутренней цилиндрической полостью (простр а н с т в о м взаимодействия).
Связь магнетрона с нагрузкой осуществляется петлей
с в я з и 4, помещенной внутри одного из резонаторов.
Анодный блок. Анодный блок изготовляется из меди
и представляет собой массивный цилиндр, в котором по радиусу располагаются полости с зазорами во внутренней
части, образующие резонаторы.
Применяются различные
формы резонаторов — цилиндрические, щелевые, лопаточные. Магнетроны обычно
имеют от 6 до 30—40 резонаторов.
На волнах короче 3 см обычно применяют лопаточные
резонаторы, имеющие большую добротность, чем цилиндрические, которые чаще используются на волнах длинее
3 см. На волнах короче 3 см применяют также разнорезонаторные магнетроны, позволяющие обойтись без связок.
Анодный блок заземляется.
Для улучшения теплоотдачи наружная часть блока
делается ребристой, а в большинстве конструкций применяется принудительное воздушное охлаждение анодного
блока.
Катод магнетрона. Для получения больших мощностей
катоды магнетронов должны обладать большой удельной
эмиссией (до 50—100 а/см2), которая возможна только
в оксидных катодах, применяемых в импульсных магнетронах.
В магнетронах, работающих в непрерывном режиме,
используются не оксидные, а торированные катоды, имеющие большой срок службы.
Особенности работы катода заключаются в бомбардировке его поверхности электронами, вылетевшими из него
в фазе, при которой они ускоряются переменным электрическим полем резонаторов и падают на катод. Во время
этого процесса происходят два характерных явления.
Во-первых, электроны, отдавая свою энергию, сильно
разогревают катод (энергия, отдаваемая электронами катоду, составляет до 20% выходной мощности) и, во-вторых,
электронная бомбардировка катода приводит к значительной
вторичной эмиссии, повышает общий анодный ток, снижая
срок службы катода. Для предотвращения перегрева катода в моменты возбуждения магнетрона необходимо понижать или совсем выключать напряжение накала при возбуждении,
Устройство связи с нагрузкой. В зависимости от диа!
пазона рабочих частот применяют два типа элементов связи
с нагрузкой: коаксиальный и волноводный.
Коаксиальный элемент связи представляет собой отрезок коаксиальной линии с конической формой внутреннего
проводника, заканчивающегося петлей связи, входящей
в полость резонатора в пучности поля.
Переменное сечение внутреннего провода необходимо
для согласования магнетрона с передающей фидерной линией.
Коаксиальный вывод энергии применяется на волнах,;больших 3—5 см при достаточно больших размерах p e l
зонаторов.
На более коротких волнах, меньших 3 см, и при боль!
шнх выходных мощностях применяются волноводный в ы |
вод с помощью щели в боковой поверхности резонатора.]
Для согласования магнетрона с передающим волноводом!
между ним и щелью располагается согласующее устройство;
в виде четвертьволнового отрезка волновода, выбор сече-]
ния которого обеспечивает нужное согласование входных,
сопротивлений магнетрона и передающего волновода.
М а г н и т н а я с и с т е м а м а г н е т р о н а . Магнитная система
должна обеспечить сильное магнитное поле, параллельно<
оси магнетрона.
Д л я создания необходимой индукции применяют по
стоянные магниты из специальных сплавов или электро
магниты, располагающиеся вне магнетрона, который поме-*
щается между полюсными наконечниками магнита.
На волнах короче 3—4 см предпочтительнее использо
вать пакетированную конструкцию, при которой полюсные
наконечники входят в магнетрон, уменьшая тем самым
воздушный зазор и магнитное сопротивление цепи.
П е р е с т р о й к а ч а с т о т ы в магнетронах. Д л я повышения
помехозащищенности работы и уменьшения взаимных помех желательно применять диапазонные генераторы СВЧ.'
Основным недостатком магнетрона, как генератора СВЧ,
является тесная связь его конструктивных и электрических
параметров. Всякое изменение геометрических размеров
приводит к изменению электрических параметров, поэтому разработка
настраиваемых магнетронов затруднена.
Перестройку генерируемой частоты осуществляют изменением реактивных параметров резонаторов и связок
механическим путем.
При симметричной настройке изменяют индуктивности
резонаторов, вводя в их полости 1 диски или поршни 2
(рис- 93, а). При этом меняются объем резонаторов, их
индуктивности и генерируемая частота.
Л
шшп
V у,
шш
к
ю
Р и с . 93. У с т р о й с т в о м е х а н и ч е с к о й п е р е с т р о й к и м а г н е т р о н а :
а — симметричная настройка с помощью поршней, вводимых в резонаторы;
б — с помощью кольца, изменяющего емкость: 1 — полость резонатора; 2 —
система поршней; 3 — анодный блок; 4 — катод; 5 —связки; 5 —зазоры резонаторов.
При симметричной механической настройке настраиваются все резонаторы блока и диапазон настройки достигает 10—50% от несущей частоты (в зависимости от длины
волны). При несимметричной настройке настраивается
один резонатор или используется дополнительный внешний
резонатор, связанный с о д н и м и з резонаторов анодного
блока.
Иногда применяются системы настройки, изменяющие
емкость резонаторов с помощью дополнительного кольца
2, перемещаемого над зазорами 6 резонаторов и изменяющего их емкость (рис. 93, б).
Связки 5 в таких магнетронах располагаются с одной
стороны анодного блока, а настраивающее кольцо — с другой. Изменение емкости связок также осуществляют с помощью кольца, которое перемещается около связок.
Ограниченный диапазон механической перестройки частоты связан с тем, что влияние связок на параметры перестраиваемых резонаторов будет различным на разный
частотах, это приводит к сближению частот различных
видов колебаний друг к другу и к основным противофазным
и делает работу магнетрона неустойчивой.
Кроме того, при перестройке уменьшаются к. п. д.,
полезная мощность и добротность резонаторов.
Лучшие результаты дает комбинированная настройка
путем одновременного изменения параметров резонаторов
и параметров связок, при которой влияние связок на работу колебательной системы магнетрона будет примерно
одинаковым на различных частотах рабочего диапазона.
В среднем у настраиваемых магнетронов большой мощности
диапазон
перестройки
не превышает обычно
5-И0%.
Параметры и характеристики магнетрона. К основным
параметрам магнетронов относятся полезная мощность,
к. п. д., частота колебаний и ее стабильность, длительность и частота следования импульсов и др. Большое влияние на работу магнетрона оказывают величины анодного
напряжения и магнитной индукции (определяющие скорость переноса и к. п. д.), а также факторы, характеризующие качество работы магнетрона. Работа магнетрона определяется рабочими и нагрузочными характеристиками.
Рабочие характеристики. Под рабочими характеристиками подразумевают зависимость основных параметров магнетрона от величины индукции и постоянного анодного тока.
Эти характеристики в виде семейств кривых зависимости
Ел — ф (7 а ) при постоянных значениях индукции В, полезной нагрузки, общего к. п. д. rj и частоты изображены
на рис. 94. Кривые для постоянной индукции (рис. 94, а)
имеют два резко выраженных участка: крутой начальный,
который не снимают из-за быстрого нарастания колебаний,
и пологий, указывающий на сильное влияние анодного
напряжения на ток. Закономерное расположение харак222
теристик при равных изменениях В свидетельствует о постоянстве скорости переноса при данной частоте возбуждения.
По приведенным характеристикам можно определить
эквивалентные статическое /? м . с и динамическое RMi я сопро-
ш
ш
S ^/
Р и с . 94. Р а б о ч и е х а р а к т е р и с т и к и м а г н е т р о н и о г о г е н е р а т о р а :
а — £ а » ф ( / а ) при B - c o n s t ; б — £ а - ф ( / а ) при Р - c o n s t : в — £> = <р(/а) при
r i - c o n s t ; г — £ а = ф ( / а ) при f - c o n s t ; д — при пакетированной конструкции
с постоянным магнитным полем.
тивления магнетрона, подобные сопротивлению диода постоянному и переменному токам:
Rm с = EJ1&\
RM
д
= Д £ а / Д / а при В = const.
Снижение статического сопротивления позволяет уменьшить анодное напряжение при сохранении величины заданной мощности. Действительно, полезная мощность магнетрона в нагрузке
Р — V|Poi
(111)
где ri — общий к. п. д. магнетрона; Р0 = Еа/а
димая мощность.
— подво-
Так как
с
= EJIа,
то
P = j]EaVRMC.
(112)
Динамическое сопротивление магнетрона характеризует
изменение тока при небольших изменениях анодного напряжения. Это сопротивление значительно меньше статического (порядка нескольких десятков ом).
По кривым постоянной мощности (рис. 94, б) можно
судить об увеличении мощности с ростом Еа или тока / а ,
а по кривым постоянного к. п. д. (рис. 94, в) — об увеличении к. п. д. с ростом анодного напряжения при / а = const
вследствие увеличения полезной мощности.
При постоянном Е а и изменении тока эта зависимость
к. п. д. усложняется: при малых токах к. п. д. сначала увеличивается, достигает максимума и затем уменьшается.•
Такая зависимость объясняется сложным влиянием
на полезную мощность и к. п. д. фазовой фокусировки и других процессов взаимодействия электронов с высокочастот-1
ным полем. При малых токах (а следовательно, и малом
переменном поле) к. п. д. уменьшается за счет слабой фа-]
зовой фокусировки и небольшой плотности объемного заряда у пазов. Увеличение к. п. д. с увеличением тока, вызванное более эффективной фазовой фокусировкой, замедляется и совсем прекращается при больших токах, когда
фокусировка нейтрализуется и нарушается увеличение
сил взаимного отталкивания электронов в объемном заряде. С увеличением тока будут также расти потери в резонаторах, что еще более снижает к. п. д.
Кривые постоянной частоты показывают, как изменяется генерируемая частота с увеличением тока при постоянной индукции. Увеличение частоты с ростом тока вызвано
тем, что из-за необходимости повышения анодного напряга
жения увеличивается о т н о ш е н и е ^ , а следовательно, и скорость переноса vn. При больших токах / а генерируемая частота несколько снижается. Изменения частоты имеют большое значение для импульсных магнетронов, так как позволяют судить о влиянии на нее формы анодного напряжения и выбрать рабочий режим с большей стабильностью
частоты. Рассмотренные изменения частоты относительно
малы (до 0,3— 0,4%).
Рабочие характеристики сильно упрощаются в пакетированных конструкциях). В этом случае характеристики
224 -
i можно представить в виде зависимостей Е а , Р, т] и Л/
I от тока / а при В = const (рис. 94, д).
При малых анодных токах полезная мощность снижаI ется и работа магнетрона делается неустойчивой: появляется возбуждение нежелательных колебаний.
При больших токах мощность возрастает, но при этом
снижается к. п. д. вследствие увеличения мощности рассея! ния в анодном блоке, перегружается катод магнетрона и появляется искрение, что недопустимо.
Рабочие характеристики снимаются при постоянной
нагрузке.
В магнетронном генераторе различают три значения
к. п. д.: общий т], электронный У]э я колебательной системы г)к. Общий к. п. д.
т| = Р/Р0 = тьт| к .
(113)
Электронный к. п. д. характеризует преобразование
энергии постоянного поля в энергию высокочастотного
поля. Он определяется отношением высокочастотной мощности Р', развиваемой в резонаторах, к мощности Р0,
потребляемой от источника анодного питания: т)э =
Р'/Р0.
Электронный к. п. д. зависит от соотношения критической и рабочей индукций и будет тем больше, чем выше
рабочая индукция по отношению к критической:
ть « 1 -
(Bhp/B)\
(114)
т. е. чем меньше радиусы эпициклоид электронов.
К. п. д. колебательной системы определяется отношением
мощности, затраченной в полезной нагрузке, к полной мощности в резонаторах: т| к = P I P ' — и зависит от потерь
в резонатора^ связи и согласованности колебательной
системы с нагрузкой.
Нагрузочные характеристики. Эти характеристики определяют зависимость мощности и частоты от величины
полезной нагрузки. В передатчике резонатор магнетрона
связывается с фидерной (волноводной) линией, передающей энергию антенне.
На рис. 95, а изображены эквивалентная упрощенная
схема связи с нагрузкой, в которой резонатор заменен контуром с эквивалентными параметрами.
Если эквивалентные индуктивность и емкость определяются эквивалентными параметрами одиночного резонатора, то полное эквивалентное сопротивление контура
R 3 (рис. 95, б) учитывает активные потери в собственно
8 Зак. 249
225
резонаторе и влияние на резонатор движущегося электрс
ного потока в пазу. Электронный поток наводит в резон
торе высокочастотный ток и создает в пазу высокочастотн
напряжение, в результате чего возникают дополнительнь
потери, учитываемые электронным сопротивлением
Ran
—
' mp//тр>
высокочастотного
где U m p , / т р — амплитуды
жения и тока в резонаторе.
W Н
L
L
1
-0-
Я ;
-0-
• г
-0-
напря
5
а)
аа
L
cB \
В)
Рис. 95 Эквивалентные схемы колебательной цепи магнетрона и нагрузки:
а —полная; б —с заменой нагрузки
входным
сопротивлением
Полное эквивалентное сопротивление'контура
Rа
Ran Rs
(J15)
Ran + Rs
где Rэ = ^
эквивалентное сопротивление, обусловлен-
ное собственными потерями в резонаторе.
Электронное сопротивление резонатора не зависит от
частоты, нагрузки и в общем случае может иметь комплексный характер.
С контуром индуктивно связано (петлей связи L 0 B )
выходное устройство /, выполняющее функции трансформатора сопротивлений. Выходное устройство и главная
линия передачи энергии 2 связаны между собой. Главная
линия и антенна согласуются с помощью устройства 3.
Схему рис. 95, а можно упростить, полагая, что в правой
части (за точками а, а) выполнено полное согласование!
226
и стоячие волны отсутствуют. Здесь правую часть можно
заменить некоторой эквивалентной нагрузкой Z„, равной
входному сопротивлению в точках а, а (рис. 95, б).
Расчеты показывают, что входное сопротивление в Точках а, а зависит от активной и реактивной составляющих
нагрузки Z H , т. е. от характера волновых процессов в тракте передачи и коэффициента отражения р, определяемого
соотношением отраженных и падающих волн в линии.
При р = 0 в линии наблюдается чисто бегущая волна
и ZA = р ф . При р = 1 в
180°
120 квт
линии существуют только
f0 - ЮНгц
ЮО кВт
стоячие волны, характери80кВт
зуемые коэффициентом стоячей
волны
КСВ =
Фазу коэффициента от270
ражения можно определить
через расстояние х1 первого минимума стоячей волны
от нагрузки: <р = 2лх 1 /Я.
На практике ф измеряfg+ЮМгц
f-SMSK
ют от фланца магнетрона,
f0+SMek
к которому подключается
передающая линия.
Рис. 96. Нагрузочные характеристики магнетрона.
Возможность быстрого
и простого измерения КСВ
позволяет снимать и изображать нагрузочные характеристики в полярной системе координат с радиусом-вектором, равным р, и полярным углом ф. На рис. 96 даны типовые
нагрузочные характеристики магнетрона в виде линий
постоянной частоты и мощности. Линии постоянной частоты
показывают не значение частоты, а ее отклонение, вызванное изменением нагрузки (так называемое «затягивание»
частоты). «Затягивание» частоты магнетрона численно характеризуется коэффициентом затягивания и равно отклонению частоты при р — 0,2 и изменении полярного угла ф
от нуля до 360°. На рис. 96 коэффициент затягивания равен
± 5 Мгц.
Окружности на нагрузочных характеристиках представляют собой геометрическое место рабочих точек при постоянном коэффициенте отражения и изменении его фазы.
Таким образом,'изменение только фазы отражения уже приводит (при | р | = const) к изменению как полезной мощности, так и генерируемой частоты. При этом и Р , и /
8*
227
окажутся периодическими функциями фззы. Центр диаграмм
определяется рабочей точкой, соответствующей полному!
согласованию (р = 0), когда частота и мощность имеют;
номинальное значение и отклонение частоты равно нулю
(А/ = 0).
По нагрузочным характеристикам можно судить о влия-|
иии согласования магнетрона с нагрузкой на частоту ге-1
нерируемых колебаний и полезную мощность. С увеличе-1
нием полезной мощности даже незначительные изменения
фазы коэффициента отражения приводят к большей нестар
билыюстц частоты, так как линии постоянной частоты cry-j
щаются в области больших мощностей. По нагрузочным
характеристикам можно также выбрать нужное согласй!
вание, обеспечивающее заданную полезную мощность и reJ
Ht-рируемую частоту.
Стабильность частоты магнетронного генератора Стабильность частоты магнетронного генератора, работающего
в импульсном режиме, характеризуется медленными изме-]
нениями частоты в интервале между импульсами и быстры-!
ми — во время генерации импульса. Эти изменения вызы-'
ваются: 1) нестабильностью режима работы (тока, анодного
напряжения или индукции); 2) изменением нагрузки (затя-j
гиванием); 3) температурными влияниями на анодный б л о к !
4) несогласованностью нагрузки.
Медленные изменения частоты не искажают частотного
спектра колебаний. Быстрые изменения частоты в процессе генерации импульсов приводят к скачкообразным
изменениям характера спектра излучения вследствие перехода с одного вида колебаний на другой, несогласованности нагрузки, изменения тока магнетрона / а и т. д. При
скачкообразном изменении частоты частотный спектр расширяется и искажается.
К мерам повышения стабильности (кроме автоподстройки медленных уходов частоты) относятся улучшение согласования в линии (уменьшение р), облегчение температурного режима анодного блока, а также использование резонаторов с высокой добротностью.
§ 37. ГЕНЕРАТОРЫ И УСИЛИТЕЛИ НА ЛАМПАХ
БЕГУЩЕЙ (ЛБВ) И ОБРАТНОЙ (ЛОВ) ВОЛН
В последние годы появился новый тип электровакуумных приборов, получивших широкое распространение в современной технике усиления и генерирования колебаний
сверхвысоких частот. Эти принципиально новые приборы
•
"
были названы
лампами
бегущей
волны
(ЛБВ).
В Л Б В осуществлено относительно длительное взаимодействие сфокусированного электронного потока с высокочастотным электромагнитным полем. Это взаимодействие
происходит в течение десятков и сотен периодов поля,
причем в процессе взаимодействия пучок электронов модулируется по скорости (как и в клистронах) и отдает свою
энергию, полученную за счет ускоряющего электрического
Рис. 97. Устройство лампы бегущей волны:
j _ катод; 2 — фокусирующий электрод; 3, 4 — система анодов; 5 —замедляющая спираль; 6 — коллектор; / —экран; 8 — волноводный вход; 9 — волноводный выход; 10 — соленоид; 11, 12 — согласующие элементы,
поля источников питания, электромагнитной волне, в результате чего происходит усиление энергии последней.
Особенностями усилителей на Л Б В являются их большая широкополосность (рабочая полоса частот составляет
20—30% от средней частоты), низкий уровень шумов и
и большое усиление по мощности. При использовании
Л Б В в качестве генераторов не требуется резонансных
колебательных систем, как в клистронах и магнетронах.
Это позволяет строить генераторы широкого диапазона
частот с электронной настройкой.
На рис. 97 представлено принципиальное устройство
лампы бегущей волны. Лампа содержит три основных
элемента: электронную пушку, состоящую из катода, фокусирующего электрода и системы анодов; замедляющий
элемент в виде спирали, охватывающей электронный сфокусированный пучок электронов; коллектор, улавливающий
электроны в конце их пути. Все эти элементы заключены
в стеклянный баллон, внутри которого создан высокий
вакуум. Снаружи вытянутая часть баллона помещена
229
з металлический экран с двумя волноводными или коаксиальными переходами. Поверх экрана располагается магнитная фокусирующая система (система постоянных магнитов или соленоид), образующая продольное магнитное
поле, дополнительно фокусирующее электронный пучок
по оси лампы.
Электронная пушка создает узкий пучок электронов
с помощью специального фокусирующего электрода и од-'
ного-двух анодов в виде диафрагм или цилиндров с отверстиями для пропуска луча. На фокусирующий электрод
подается (относительно катода) небольшое отрицательное
напряжение в несколько вольт, на первый анод — положительное напряжение в несколько десятков вольт,
а на второй — порядка нескольких сотен или тысяч вольт.
Замедляющий элемент (спираль) электрически соединен
со вторым анодом и коллектором и имеет постоянный потенциал последних. Энергия входного сигнала подводится
через входной волновод 8 к входному концу спирали (ближайшему к катоду), а усиленная энергия снимается с волноводного выхода 9 у коллектора. Вместо волноводных
входа и выхода могут быть использованы коаксиальные.
При этом вход и выход замедяющей системы должны быть
согласованы с соответствующими волноводами или коаксиальными линиями (например, с помощью поршней 11 и 12).
Принцип действия ЛБВ. Замедляющий элемент — спираль — образует с металлическим экраном коаксиальную
линию, причем спираль является внутренним проводником,
а экран — внешним. При подаче высокочастотной энергии
на входной конец спирали в линии спираль — экран возникнут электромагнитные колебания, которые в виде бегущей волны будут распространяться вдоль линии и в ее
конце поступят в выходной, согласованный с ней, волновод.
Одновременно с высокочастотным сигналом внутри спирали по ее оси пропускается сфокусированный электронный
пучок.
Принцип действия Л Б В заключается в таком взаимодействии электронного пучка с бегущей электромагнитной волной, при котором электронный пучок непрерывно отдает
часть своей энергии волне, в результате чего энергия волны
увеличивается и ее мощность, поступающая в выходной
волновод, окажется больше мощности, поступившей на вход
линии. Д л я осуществления такого взаимодействия необходимо уравнять скорости движения электронов пучка
и электромагнитной волны.
Скорость электронного пучка после вылета из электронной пушки поддерживается постоянными потенциалами
спирали и коллектора и зависит от потенциалов первого
и второго анодов. Для обычных анодных напряжений
до 1,5—2 кв эта скорость не превышает 0,1 скорости электромагнитной волны. При таком соотношении скоростей,
когда скорость электромагнитной волны значительно больше
скорости пучка электронов, взаимодействие пучка и волны
оказывается весьма неэффективным. Д л я получения эффективнного взаимодействия необходимо снизить скорость
электромагнитной волны, что и достигается применением
замедляющего элемента.
Когда электромагнитная волна проходит по спиральному проводу, то ее фазовая скорость вдоль витков провода почти равна скорости света с0, поступательная же скорость распространения вдоль оси спирали уменьшается
тем сильнее, чем выше отношение диаметра витка к шагу
спирали. Величина, характеризующая замедление поступательной скорости волны, называется коэффициентом замедления:
k3 = с0/Уф да nDJh,
(116)
где Уф — фазовая скорость волны вдоль оси; DB — диаметр витка спирали; h — шаг спирали.
Кроме указанного замедления фазовой скорости вдоль
оси, в спиральной коаксиальной линии внутри спирали
появляется продольная (аксиальная) составляющая напряженности поля, направленная вдоль оси (в обычных линиях существует только поперечное поле).
При прохождении электронов вдоль оси спирали, когда
по ней распространяется электромагнитная волна, происходит группирование электронов в сгустке. В начале спирали электроны пучка равномерно распределены вдоль оси;
затем скорость электронов, попавших под действие отрицательной (тормозящей) полуволны продольного поля,
снижается, а скорость электронов, попавших в положительную (ускоряющую) полуволну продольного поля, увеличивается, вследствие этого плотность электронного пучка
сделается неравномерной и появятся сгустки электронов.
Когда скорости электронного пучка и волны равны (и э =1» ф ),
то электроны по всей спирали будут взаимодействовать с теми полуволнами продольного поля волны, в которые они
попали при входе в поле. В результате торможения электроны, находящиеся в тормозящей полуволне поля, сбли-
жаются с электронами, ускоряющимися в предыдущей 1 !
ускоряющей полуволне, образуя сгустки электронов в мее-Я
тах нулевого продольного поля, когда продольная составляющая напряженности меняет знак и из ускоряющей
делается тормозящей.
В процессе взаимодействия электроны, попавшие в ус-1
коряющее поле, увеличивают скорость за счет энергии
волны, а электроны, находящиеся в тормозящем поле,!
теряют ее и отдают часть своей кинетической энергии полю.1
Так как число электронов, находящихся в ускоряющей
и тормозящей полуволнах, примерно одинаково, а сгустки j
электронов группируются вблизи нулевого значения про-1
дольной составляющей, то усиления энергии волны (за счет!
энергии электронов) не происходит и она постепенно зату-1
хает из-за потерь в линии.
Если скорость электронов, влетающих в линию, меньше :
осевой фазовой скорости волны (у э < и ф ), сгустки электронов, полученные при группировании в начале линии,\
также будут двигаться медленнее волны, отстанут от нее \
и попадут в зону ускоряющего поля. В результате энергия ,
волны будет уменьшаться, увеличивая кинетическую энер-а
гию электронов. Волна в линии будет затухать.
Если скорость электронов пучка (а следовательно, j
и их сгустков) будет несколько больше скорости волны
(v3 > Уф), то сгустки электронов переместятся в область ,
тормозящего поля, так как число электронов, влетающих
в тормозящую зону, будет больше числа электронов, выле- '
тающих из нее. В результате энергия волны будет увели- i
чиваться вдоль линии за счет кинетической энергии элект-1
ронов и высокочастотная мощность на выходе станет больше входной.
Таким образом, усиление мощности в Л Б В наблюдается
только тогда, когда с э >
Эффективность взанмодействия электронных сгустков и продольного поля волны будет
тем больше, чем лучше сгруппированы электроны и чем
больше величина напряженности поля в зоне торможения.
Величина продольной составляющей поля быстро убывает при увеличении расстояния от внутренней поверхности спирали, поэтому на усиление Л Б В большое влияние
оказывает соотношение размеров диаметров спирали и пучка электронов.
Д л я увеличения эффективности взаимодействия желательно, чтобы электронный пучок проходил по возмож232
ности ближе к поверхности спирали. Однако это потребует
снижения диаметра спирали, приведет к недопустимому
уменьшению коэффициента замедления и вызовет необходимость весьма жесткой фокусировки луча для уменьшения
числа электронов, оседающих на спираль, и ее тока. Жесткая фокусировка значительно усложняет фокусирующие
системы и конструкцию трубки, что нерационально.
Эффективность взаимодействия в значительной степени
зависит и от частоты электромагнитной волны. На низких
частотах длина электромагнитной волны XQ — c0/f будет
приходиться на большее число витков спирали, в результате чего градиент продольной составляющей поля будет
небольшим и эффективность взаимодействия снизится.
При увеличении частоты длина волны будет располагаться
на меньшем числе витков, градиент продольного поля увеличится и эффективность взаимодействия возрастет. Дальнейшее увеличение частоты приводит к снижению градиента, поскольку длина витка становится соизмеримой с длиной
волны, структура поля искажается, силовые линии будут
замыкаться вокруг витка и продольная составляющая поля
уменьшится. Это свидетельствует о существовании некоторой оптимальной частоты / о п т , на которой напряженность
продольного поля Ег и эффективность взаимодействия
максимальны.
Этот максимум не является критичным,
и эффективность взаимодействия будет высокой в широком
диапазоне частот: А/ да (0,2 — 0,3) /оптИсследования Л Б В показали, что коэффициент замедления спиральной линии зависит от частоты, поэтому фазовая скорость волны в линии будет различной на различных частотах. Эта зависимость фазовой скорости от частоты
электромагнитных колебаний называется дисперсией. Дисперсия считается положительной, если с ростом частоты
колебаний (уменьшением Х0) фазовая скорость вдоль оси
спирали уменьшается, и отрицательной, если фазовая
скорость с ростом частоты увеличивается.
Так как Л Б В работает в широком диапазоне частот,
то волна, возбуждаемая в спиральной линии, будет слагаться из целого ряда составляющих, имеющих различные
фазовые скорости. При данных геометрических размерах
спирали, когда длина электромагнитной волны Яо соизмерима с длиной витка, волна последовательно проходит
по проводу спирали и в линии наблюдается значительное
снижение фазовой скорости вдоль оси замедляющей системы. При этом длина волны вдоль оси уменьшается в k3
раз!
^ Ф — УФ if
—
К'К
При снижении частоты колебаний, когда длина волны
Я,0 становится значительно больше длины витка (Я0 > D B ), <
спиральная линия теряет свои замедляющие свойства
и фазовая скорость у ф оказывается равной скорости с 0 .1
В случае промежуточных соотношений между длиной волны
Я0 и диаметром витка фазовая скорость будет лежать между ]
минимальным значением а ф и максимальным с0.
При отсутствии электронного пучка в спиральной линии
(как и в любой другой) возможно существование двух волн:
падающей и отраженной (вследствие недостаточно полного
согласования линии с выходным волноводом). Наличие
электронного пучка приводит к появлению в линии новых
электромагнитных волн, имеющих различные фазовые скорости и прямое и обратное направление движения. Появление составляющих обратного направления, двигающихся навстречу пучку, связано с процессом взаимодействия
пучка и волны и не зависит от качества согласования ли- •
нии на выходе и входе. Появление этих составляющих приводит к внутренней обратной связи в лампе и к возможности
самовозбуждения усилителя. Д л я уменьшения этой связи
при работе лампы в качестве усилителя обратную волну
ослабляют, вводя поглощающие элементы в виде вставки
из специальной керамики или слоя аквадага на баллоне
лампы. Исследования показывают, что наличие поглощающей вставки в значительно большей степени ослабляет обратную волну, чем основную прямую.
Типы замедляющих систем. Характер волновых процессов в Л Б В зависит от типа и структуры замедляющей
системы. Спиральная замедляющая система теряет свои
качества с увеличением частоты колебаний из-за необходимости уменьшения геометрических размеров спирали,
что приводит к увеличению затухания в линии. При этом
требуется увеличить ток пучка, в результате чего возрастает мощность рассеяния на элементах лампы и ухудшается ее тепловой режим. Д л я работы в диапазоне миллиметровых и начала' сантиметровых волн, а также при больших мощностях вместо спиралей применяют другие замедляющие системы волноводного типа. На рис. 98 показаны
основные типы этих систем. В них электромагнитная волна
движется вдоль изгибов проводящих стенок со скоростью
света с 0 , электронный же пучок проходит вдоль оси системы.
234
Например, в гребенчатой системе электронный пучок
движется в зазоре между стенкой волновода и гребенкой.
Взаимодействие пучка и волны происходит только в моменты прохождения пучка мимо
поперечных пазов
(рцс. 98, а). В замедляющей системе типа встречных
штырей электронный луч движется в прорези штырей
Рис. 98. Типы замедляющих систем Л Б В :
а — гребенчатая (/ — волновод; 2 — металлический блок; 3 — поперечные пазы); б—встречные штыри (/ — волновод; 2 — штыри с прорезями); в — ц е почка связанных объемных резонаторов (/—волновод; 2 — диафрагма; 3 —
трубка для пропуска электронного пучка; 4— отверстие связи; 5 — объем, образующий резонатор). •
(рис. 98, б). В системе, состоящей из цепочки объемных
резонаторов, связанных через отверстия в диафрагмах,
электронный пучок пропускается через трубки в диафрагмах. Такая система применяется в наиболее мощных лампах.
В отличие от спиральных систем, волноводные замедляющие системы являются периодическими: электронный
пучок взаимодействует с волной не непрерывно, а периодически, пролетая участки с продольным электромагнитным
полем волны. Замедление волны в периодических системах,
очевидно, зависит от количества пазов и их глубины. Расстояние между соседними пазами h (рис. 98, а) называется
периодом замедляющей системы. В большинстве случаев
период системы равен половине длины волны в продольном
направлении: /гда0,5
поле в двух соседних пазах направлено навстречу друг другу и максимум продольной составляющей поля будет наблюдаться в центре паза.
Структура электромагнитного поля оказывается симметричной, когда Л
При увеличении периода системы
поле искажается,
однородные | h
поэтому различают два типа систем:*
и неоднородные (А да кф). В однород-
ных периодических системах (как и в непрерывных спиральных) дисперсионные свойства выражены слабо и волна
имеет одну величину фазовой скорости. В неоднородных
системах вследствие искажения структуры волны диспер-j
сионные свойства выражены более резко и распространение
волны происходит в определенных участках общего частотного спектра с разными фазовыми скоростями.
В результате фильтрующего действия периодической
замедляющей системы электромагнитное поле будет представлять собой результат интерференции (сложения) бесконечного ряда бегущих волн, характеризующихся следующей постоянной распространения:
р„ = р + (2л л/А),
где п = 0, ± 1 , ± 2 , ... — целое число, определяющее
порядок
гармоники;
Р = ы/и ф = 2 лЛ. ф — постоянная
распространения непрерывной спиральной линии с коэффициентом замедления, равным коэффициенту замедления
рассматриваемой периодической замедляющей системы.
Эти составляющие электромагнитного поля называются
пространственными гармониками. Они имеют разные фазовые скорости при одной частоте поля. Поскольку коэффициент п может быть как положительным, так и отрицательным, гармоники могут быть прямыми и обратными.
Первые движутся в направлении электронного пучка,
вторые -— навстречу ему.
Фазовая скорость гармоник
ю
Л —
—
~ Рп ~ Р + (2Лп/h) ~
—
v
Ф
(0>А/»ф) + 2гм •
Если п = 0, то Уфп = Vф, т. е. фазовая скорость основной пространственной гармоники равна фазовой скорости
волны в непрерывной замедляющей системе с таким же
коэффициентом замедления, как в рассматриваемой периодической системе. При увеличении порядка гармоник фазовые
скорости будут уменьшаться-и их замедление увеличивается.
Пространственные гармоники всегда появляются и су
п:ествуют неразрывно друг от друга и, интерферируя,
создают реальное электромагнитное поле в системе. Амп
литуды гармоник быстро убывают с ростом их номера
и по мере удаления от проводящих стенок волновода, поэтому наибольшую амплитуду имеют- основная гармоника
и первые — прямая и обратная.
Следует отметить, что изменение амплитуды одной из
гармоник,
вызванное изменением
периода
h, всегда
приводит к такому изменению амплитуд остальных гармоник, при котором соотношение между ними оказывается
прежним.
Усиление одной из гармоник приводит к соответствующему увеличению амплитуды остальных.
При работе Л Б В в качестве усилителя можно использовать только прямые гармоники, причем фазовая скорость
их должна быть несколько меньше скорости пучка электронов. Эффективное взаимодействие пучка с той или иной
гармоникой (а следовательно, и высокое усиление) можно
получить подбором нужного соотношения скоростей v3
и Офа, т. е. подбором ускоряющего напряжения на
анодах.
Так как основная гармоника имеет большую фазовую
скорость, то для взаимодействия с ней требуются большие
скорости пучка и анодное напряжение. Для взаимодействия с гармониками высшего порядка скорость пучка должна быть меньше, но это ослабление гармоник с ростом номера приводит к малой эффективности взаимодействия их
с пучком. Поэтому на практике в усилителях на Л Б В используют основную или первую прямую гармоники, тем
более, что при использовании основной гармоники фазовая
скорость меньше зависит от частоты, дисперсионные свойства Л Б В выражены слабо и это позволяет расширить рабочую полосу пропускания.
Генераторы на J1BB. При использовании Л Б В в качестве генератора высокочастотных колебаний необходимо осуществить обратную связь выхода Л Б В со входом и выполнить условия самовозбуждения: баланс фаз и баланс амплитуд. Для выполнения баланса фаз необходимо, чтобы
колебания, поступившие на вход ЛБВ, были в фазе с колебаниями, действующими на входе. Это значит, что в замкнутом контуре, состоящем из заземляющей системы и цепи
обратной связи, должно укладываться целое число волн.
Для выполнения баланса амплитуд необходимо, чтобы в ста-
ционарном режиме осуществлялась полная компенсация
активных потерь в замедляющей системе, цепи обратной
связи и полезной нагрузке.
На Л Б В можно построить два типа генератора СВЧ.
В первом используется связь.электронного пучка с основной пространственной гармоникой прямой волны. Эти генераторы подразделяются по виду обратной связи (которая
может быть внутренней и внешней) и вследствие целого
ряда недостатков получили весьма ограниченное применение.
Второй, основной тип — генератор с использовани
связи электронного пучка с обратными пространственны!
гармониками.
Такие лампы конструктивно отличаются
от Л Б В и называются лампами обратной волны (ЛОВ).
Они являются разновидностью Л Б В и принципиально могут работать как в качестве усилителей, так и генераторов,
однако используются обычно только в качестве последних.
Рассмотрим физические процессы и области применения
этих генераторов. Хотя генераторы с внутренней обратной
связью на практике не применяются из-за целого ряда недостатков, однако рассмотрение физических процессов
самовозбуждения в них необходимо для изучения генераторов с внешней обратной связью и генераторов на ЛОВ,
работающих на том же принципе генерирования с электронной настройкой в широком диапазоне частот при отсутствии настроенных резонансных систем.
ШирокопОлостность генераторов на Л Б В и особенно
на ЛОВ весьма выгодно отличает их от магнетронов и клистронов.
^
В генераторах на Л Б В с внутренней обратной связью
в качестве цепи обратной связи используется основная
замедляющая спиральная система. Обратная связь осуществляется за счет энергии отраженной волны, полученной
вследствие неполного согласования замедляющей системы
с выходным волноводом лампы. В самовозбуждении таких
генераторов обратная волна участия не принимает, так как
поглощается в специальных поглощающих вставках.
Чем больше коэффициент усиления лампы, тем более
вероятно самовозбуждение из-за увеличения энергии отраженной волны, поступающей на вход по замедляющей
системе. Поскольку усиление зависит от тока пучка, то существует определенное минимальное значение этого тока
(пусковое), при котором выполнится баланс амплитуд,
т
Самовозбуждение возникает на той частоте, на которой
будет выполнен баланс фаз.
Для выполнения баланса фаз необх.одимо, чтобы сумма
сдвигов фаз прямой и отраженной волн в замедляющей
системе была кратна целому числу волн:
Ф„ + Ф о ' = 2лт,
(117)
где ф п — фазовый сдвиг прямой волны при прохождении
замедляющей системы; Ф'0 = Фо + л — фазовый сдвиг отраженной волны при прохождении замедляющей системы
с учетом изменения фазы на 180° при отражении; т = 1,
2, 3 ... — целое число.
Из уравнения (117) следует, что
ф п -f Фо = л (2т — 1).
(118)
Очевидно, что для каждого из указанных условий баланса фаз существует своя длина волны, на которой оно
выполняется.
Таким образом, Л Б В может генерировать не одну, а целый дискретный спектр частот, на которых выполняются
условия баланса фаз (118) при различных т (при выполнении баланса амплитуд). С увеличением т генерируемая
частота увеличивается. Она зависит от ускоряющего напряжения и тока пучка.
При изменении ускоряющего напряжения Еа изменяются
скорость электронов и условия взаимодействия пучка
с прямой и отраженной волнами. Исследования показывают, что изменение Еа приводит сначала к плавному изменению генерируемой частоты в зоне генерации, соответствующей данному т, затем происходит скачок частоты в другую зону колебаний при другом значении т . Эти скачки
частоты объясняются тем, что изменение Еа вызывает изменение скорости пучка и нарушение его синхронного движения с волной. Поэтому синхронизация возникает на другой фазовой скорости волны, соответствующей изменившейся скорости пучка, и баланс фаз окажется выполненным на новой частоте, на которой и начнется генерация.
Увеличение или уменьшение генерируемой частоты
с ростом ускоряющего напряжения зависит от знака дисперсионных свойств замедляющей системы. При положительной дисперсии фазовая скорость уменьшается с ростом
частоты и увеличение Еа, приводящее к увеличению скорости пучка, а следовательно, и фазовой скорости, вызовет
уменьшение генерируемой частоты и увеличение длины
волны. При отрицательной дисперсии увеличение Ел при- ]
водит к обратной зависимости и генерируемая частота уве-1
личивается. Изменение генерируемой частоты в зависимости от ускоряющего напряжения называется электронной настройкой. В генераторах с внутренней обратной
связью крутизна настройки А//Еа и ее диапазон весьма не- j
велики из-за слабых дисперсионных свойств Л Б В со спи-1
ральными замедляющими системами. Например, диапазон •электронной настройки имеет порядок десятых долей процента от средней частоты диапазона. Узкий диапазон
электронной
настройки,
многочастотность
и опас-.
JF*1 Нагность
самопроизвольных
рузка.
скачков частоты, а также
низкий к. п. д. привели к
тому, что на практике те- ;
ПолосоФазовой — вращанераторы на Л Б В с внут- j
Фильтр
тель
ренней обратной связью не
используются.
Рис. 99. Блок-схема
генератора
В генераторах на Л Б В
на Л Б В с внешней обратной
с внешней обратной связью
связью:
связь подается через внешнюю цепь, состоящую из линии (коаксиальной, волноводной или замедляющей) фазосдвигающей цепи и полосового
фильтра (рис. 99). Замедляющая система лампы должна
иметь сосредоточенную нагрузку с большим затуханием
для ослабления отраженной волны и внутренней обратной связи.
Принцип действия этих генераторов такой же, как и при
внутренней обратной связи. Для самовозбуждения необходимо выполнить рассмотренные условия баланса амплитуд и фаз, при этом также возможны целый ряд зон генерации и перескок с одной частоты на другую при электронной
перестройке. Д л я устранения перескока в цепь обратной
связи вводят полосовой фильтр, состоящий из сильно связанных резонаторов или линии с сосредоточенными емкостями, расположенными друг от друга на расстоянии
четверти генерируемой волны. Полоса пропускания такого
фильтра должна обеспечивать плавную электронную настройку в зоне генерации, все другие частоты должны подавляться фильтром. Д л я перехода из одной зоны генерации
в другую используется фазосдвигающая цепь, которая
позволяет изменить фазу волны, поступающей на вход
Л Б В по цепи обратной связи, и полечить то или иное зна240
ч ение
т. Однако ширина плавной электронной перестройки
частоты и в рассматриваемых генераторах еще недостаточно
щирока (ограничена полосой фильтра), хотя и значительно
Дольше, чем у клистронов и магнетронов. В десятисантиметровом диапазоне ширина электронной настройки достигает 8—10%, в трехсантиметровом — 2,5—3%, причем зависимость генерируемой частоты от ускоряющего напряжения оказывается линейной и крутизна настройки составляет
единицы мегагерц на вольт.
К преимуществам генераторов с внешней обратной
(по сравнению с внутренней) относится более высокий
к. п. д., потому что затухание энергии в цепи обратной
связи меньше, чем в замедляющей системе при движении
энергии в обратном направлении.
Генераторы на ЛОВ. Лампы обратной волны являются
разновидностью ламп бегущей волны и работают по принципу взаимодействия электронного пучка с обратными пространственными гармониками электромагнитного поля. Эти
лампы в основном используются как генераторы сверхвысоких частот, хотя могут работать и в усилительном режиме.
Основными преимуществами генераторных
Л О В являются возможность плавной электронной настройки в широком диапазоне частот и независимость генерируемой
частоты от внешней нагрузки. Плавная перестройка частоты осуществляется путем изменения величины ускоряющего напряжения электронного пучка.
Рассмотрим принцип действия Л О В как усилителя и генератора сверхвысоких частот. При работе ЛОВ в качестве
усилителя вход лампы располагается у коллектора, а вых о д — у электронной пушки. Высокочастотный сигнал
подается на вход, и волна распространяется навстречу
электронному пучку. Взаимодействие этой встречной волны
с электронным пучком приводит к группированию электронов пучка в сгустки, причем процесс группирования
нарастает к выходу лампы и максимальная концентрация
электронов в сгустках будет наблюдаться у начала электронного пучка. Процесс группирования электронов принципиально не зависит от направления движения волны:
вдоль пучка или навстречу ему. И в том, и в другом случаях
электроны пучка, попавшие в ускоряющие полуволны,
увеличивают свою скорость и догоняют электроны, скорость которых была снижена в тормозящих полуволнах.
Для того чтобы электронные сгустки отдавали свою энергию встречной волне, они при движении должны все время
находиться в тормозящих полуволнах поля. Для выполнения этого условия необходимо, чтобы сгустки электронов
при переходе от одного паза замедляющей системы к другому
попадали в максимум тормозящей полуволны поля, отдавая
ему свою энергию.
Д л я осуществления такого взаимодействия электронного пучка с обратной волной скорость пучка должна быть
меньше скорости волны в (k — 1) раз, в то время как в Л Б В
эти скорости примерно равны друг другу. Это условие относится к взаимодействию пучка с первой обратной гармоникой.
В ЛОВ, в отличие от Л Б В , поглощающие вставки располагаются у коллекторного конца заземляющей систем
и служат для поглощения энергии прямых пространствен-j
ных гармоник, распространяющихся в направлении электронного пучка.
Генераторные Л О В отличаются от усилительных тем,
что не имеют высокочастотного вход?, выход же, как и у усилительных ЛОВ, располагается у электронной пушки. ЛОВ
характеризуются сильной внутренней обратной связью
через электронный пучок, который эффективно взаимодействует с обратной пространственной гармоникой, вызывая
увеличение энергии волны по мере ее движения вдоль замедляющей системы. Если усиление будет достаточным
для компенсации потерь в системе, то в лампе возникнут
колебания, частота которых будет зависеть от ускоряющего
напряжения.
Действительно, вследствие флюктуаций объемной плотности электронов в пучке в лампе возникают волны собственных шумов со сплошным частотным спектром и всегда
существует обратная пространственная гармоника шумов,
для которой при данной скорости пучка (т. е. при данном
ускоряющем напряжении) выполняются условия взаимодействия. Колебания этой гармоники усилятся и превратятся в стационарные. Мощность стационарных колебаний
будет определяться величиной тока пучка. При снижении
тока до значения, меньшего пускового, колебания затухнут,
так как усиление обратной гармоники будет меньше потерь,
что приведет к нарушению баланса амплитуд.
Частота генерируемых колебаний зависит от величины
ускоряющего напряжения, при изменении которого меняются скорость электронного пучка и условия согласования, и усиления будут наблюдаться для другой обратной
гармоники.
Наличие сплошного спектра шумовых волн создает
возможность для плавной перестройки частоты при плавном
изменении ускоряющего напряжения. В этом заключается
существенное отличие Л О В от Л Б В , в которых для самовозбуждения необходимо обязательное выполнение условия
синфазности прямой и отраженной волн на входе лампы,
что приводит к появлению дискретных полос генерации
с узкой полосой настройки в каждой полосе.
В Л О В плавная настройка не приводит к перескокам
частоты, и ее диапазон составляет не менее 25—35% от средней генерируемой частоты. Кроме того, крутизна электронной настройки Л О В (т. е. зависимость генерируемой частоты от ускоряющего напряжения) получается весьма высокой, так как она определяется дисперсионными свойствами замедляющей системы и будет тем больше, чем сильнее выражены эти свойства. В Л О В применяются замедляющие системы с резко выраженной отрицательной дисперсией, что вызывает увеличение генерируемой частоты
при росте ускоряющего напряжения.
Конструктивно генераторные Л О В выполняются двух
типов: с прямопролетным пучком (типа О) и с кольцевым
(типа М). На рис. 100 представлено принципиальное устройство указанных типов ламп. Устройство Л О В типа О
(рис. 100, а) отличается от Л Б В наличием вывода 1 высокочастотной энергии у электронной пушки 2 и поглощающей вставки 3 у коллекторного конца 4 лампы. Эта вставка должна поглощать все прямые волны и быть хорошо
согласованной с замедляющей системой во всем рабочем
диапазоне частот. Фокусировка электронного пучка, как
и в Л Б В , осуществляется системой постоянных магнитов
или соленоидом. Замедляющая система должна обладать
большой отрицательной диперсией и выполняется обычно
в виде гребенки 5.
В генераторных Л О В типа М (ЛОВМ) электронный пучок движется в кольцевой замедляющей системе и взаимодействует не с продольной, а с поперечной составляющей
напряженности электрического поля. Фокусировка луча
осуществляется поперечным магнитным полем.
ЛОВМ (рис. 100, б) состоит из катода 12, неоднородной
замедляющей системы 10, цилиндрического электрода 11,
расположенного коаксиально относительно замедляющей
системы (холодный катод), коллектора 7, поглощающей
вставки 6, высокочастотного выхода 9, анода 8 и магнитной
фокусирующей с и с т е м ы (на рисунке не показана). Попе-
речное магнитное поле, в котором движется пучок электро.
нов, отклоняет электроны к внутренней части к о л ь ц я
в то же время под действием постоянного поперечного уско!
ряющего электрического поля направленного к центру'
кольца, электроны пучка стремятся двигаться по радиу.
Рис. 100. Генераторные Л О В :
о — типа 0; б — 1ипа М; / — вывод высокочастотной энергин; 2 — электрон» J
ная пушка; 3 — поглощающая вставка; 4 — коллектор; 5 — замедляющая си- I
а е м а ; 6 — поглощающая вставка; 7—коллектор; в — анод; 9 — высокочастот-^1
ный выход; 10 — замедляющая система; // — холодный катод; 12 — катод. *
сам от центра. В результате образуется касательная составляющая скорости электронов v,. Взаимное влияние
на пучок ускоряющего электрического и поперечного магнитного полей приводит к кольцевому движению пучка
с постоянной скоростью вблизи замедляющей системы.
В ЛОВМ происходит взаимодействие электронного пучка
с первой обратной пространственной гармоникой, и при выполнении условий самовозбуждения возникают стационарные колебания, как и в ЛОВО. Частота колебаний опре• 244
деляется величиной
ускоряющего напряжения, а мощность — величиной тока пучка. Особенности ЛОВМ заключаются в том, что взаимодействие электронного пучка и
группирование электронов происходят за счет поперечной
составляющей поля, что приводит к резкому ослаблению
влияния пучка на поле волны и не вызывает постепенного торможения сгустков электронов и нарушения синхронизации движения пучка и волны, как это имеет место
в Л Б В и ЛОВО. В ЛОВМ электроны движутся с постоянной скоростью и максимальное взаимодействие наблюдаете^ при равенстве фазовой скорости волны и скорости пучка. В этих Л О В для увеличения полезной мощности и к. п. д.
используют ленточные пучки электронов, максимально приближая их к замедляющей системе.
Генераторы ЛОВМ имеют примерно такой же диапазон
плавной электронной настройки, что и генераторы ЛОВО,
но обладают более высоким к. п. д. и позволяют получить большие полезные мощности.
Применение ламп бегущей и обратной волн. В настоящее
время нашей промышленностью выпускаются три основные
группы Л Б В — маломощные, средней мощности и большой
мощности.
Маломощные Л Б В с низким уровнем собственных шумов
применяются в радиоприемных устройствах диапазона
СВЧ в качестве входных усилителей. Они обаладают весьма низким уровнем шумов (до 10—12 дб) и большим усилением (до 35 дб), и их использование позволяет значительно повысить чувствительность приемников.
Л Б В средней мощности (порядка единиц и десятков
ватт) применяются в качестве предварительных усилителей
передатчиков СВЧ в радиорелейных линиях связи, наземных передатчиках космической связи и др. Коэффициент усиления этих ламп достаточно высок (до 40 дб), а уровень шумов особого значения не имеет.
Л Б В большой мощности применяются в качестве выходных усилителей передатчиков как в импульсном, так
и непрерывном режимах. Они позволяют получить мощность в десятки киловатт в непрерывном и до сотен киловатт в импульсном режимах.
Особенность усилителей на Л Б В — сравнительно низкий к. п. д . — д о 5—10% (у мощных Л Б В несколько
выше — до 20%). Однако широкополосность этих приборов
привела к их широкому применению, несмотря на низкий
к, п, д,
Лампы обратной волны являются генераторами СВЧ
диапазона. Л О В О используются в качестве генераторов
малой мощности (до единиц ватт). Они отличаются весьма
низким к. п. д. (единицы процентов), но зато обладают
важным преимуществом — широким диапазоном электронной настройки. ЛОВМ является одним из наиболее
перспективных приборов для генерирования СВЧ колебаний. Они обладают при широком диапазоне плавной электронной настройки высоким к. п. д. (до 40—50%), широкой
полосой пропускания (20—30% от средней частоты) и позволяют получить высокую выходную мощность, особенно
в импульсном режиме (единицы и десятки мегаватт в импульсе).
В настоящее время ЛОВМ разрабатываются на волны
от 0,7 до 60—70 см.
Недостатками ЛОВМ являются склонность к генерированию побочных колебаний и несколько большая сложность конструкции, чем у магнетронов.
§ 38. ГЕНЕРАТОРЫ И УСИЛИТЕЛИ
МАГНЕТРОННОГО ТИПА
Непрерывное усовершенствование генераторов и усилителей, работающих со скрещенными электрическими
и магнитными полями, привело к появлению в последние
годы ряда новых типов комбинированных приборов СВЧ,
многие из которых уже вышли из стадии лабораторных
исследований и выпускаются серийно как у нас, так и за рубежом.
К таким приборам относятся карматроны, платинотроны, митроны, твистроны и др.
Основной принцип, заложенный в конструкцию этих
приборов, состоял в использовании и сочетании наиболее
эффективных в работе и простых по конструкции элементов
магнетронов, ламп обратной волны и клистронов. Например, в ряде приборов использовался более эффективный
и конструктивно простой цилиндрический катод типа магнетронного катода в сочетании с широкополосной замедляющей системой ЛОВМ. Это. позволило избежать использования сложных электронных пушек и фокусирующих
систем и получить высокий к. п. д., свойственный магнетронам при широкой полосе пропускания с электронной
перестройкой частоты, свойственных ЛОВМ.
ш
Ниже приводится краткая характеристика ряда приборов, изобретенных и исследованных в 60-х годах. Более
подробное их описание имеется в специальной литературе
[18, 19].
К а р м а т р о н . Этот тип прибора появился в конце 50-х
годов. В карматроне, схема которого показана на рис. 101,
электронная пушка ЛОВМ
заменена цилиндрическим эммитирующим катодом 1 магнетронного типа, а замедляющая широкополосная система
2 (типа ЛОВМ) расположена
коаксиально вокруг катода.
Замедляющая система карматрона разомкнута и на одном конце имеет поглощающую вставку 3, а на другом —
согласованный вывод энер- Рис. 101. Схема устройства
ГНИ 4.
карматрона:
В результате такой КОНструкции
карматрон позволяет
г
-
—Листва?
пая
T ^ r L ^ t
вставка; 4 — согласованный
вывод энергии.
получать большие мощности
как в непрерывном, так и в импульсном режимах со сравнительно высоким к. п. д . (до 50—
55%) и обеспечивать электронную перестройку частоты
\о 5—10%.
В карматроне, как и в магнетроне, создается вращающийся объемный заряд (магнитная система карматрона
и магнетрона аналогичны), фокусирующийся в виде электронных сгустков. Этот заряд будет вращаться навстречу
первой пространственной гармонике обратной волны.
При выполнении условий синхронизации движения
сгустков и волны возникнут незатухающие колебания,
энергия которых нарастает к входу, а частота может изменяться с помощью электронной перестройки, как в ЛОВМ.
Ширина электронной перестройки в карматроне значительно уже, чем в ЛОВМ.
Это объясняется нарушением синхронизации движения
сгустков и электромагнитной волны, когда волна переходит разомкнутый участок замедляющей линии. В результате сгустки электронов не попадают в тормозящую полуволну при последующем обороте и синхронизм движения
восстановится только к концу оборота и т. д. Д л я лучшей
синхронизации и уменьшения влияния ее нарушения в мо-
мент перехода разомкнутого конца в замедляющих системах применяют большое число ячеек. При этом быстрее
восстаналивается синхронизация за каждый оборот.
Карматроны позволяют получить большие токи и мощ.
ности С В Ч и используются в качестве генераторов с узкой
электронной перестройкой частоты.
Платинотроны. Эти приборы т а к ж е появились в конце
50-х годов в результате усовершенствования магнетронов
и карматронов.
В платинотроне (рис. 102) имеются цилиндрический
катод / , кольцевая замедляющая система 2, система двойных кольцевых связок 3 и магнитная система магнетронного
типа (на схеме не показана). З а м е д л я ю щ а я система и связки
платинотрона разомкнуты, обр а з у я два высокочастотных 1
вывода 4 и 5, которые с л у- ]
жат выскочастотными входом
и выходом, согласованными
с соответствующими фидерными линиями или волновода- i
ми — входным, куда вводится
высокочастотная энергия, и
выходным, связанным с п о - 1
лезной.нагрузкой.
Наличие указанных вы- %
водов позволяет осуществить
Р и с . 102. С х е м а у с т р о й с т в а п л а два режима работы платинотинотрона:
/— цилиндрический катод; 2 — коль- трона — режим
усиления и
ц е в а я з а м е д л я ю щ а я система (анодный блок); 3 — двойные кольцевые режим автогенерации. В пер- \
связки; 4 — высокочастотный
вход
принято
энергии; 5 — высокочастотный
вы- вом случае прибор
ход энергии.
называть амплитроном, а во
втором — стабилотроном.
В а ж н ы м достоинством платинотронов являются высокий
к. п. д . (до 70—80%), возможность получения большой
выходной мощности (сотни и тысячи киловатт) и широкая
полоса п р о п у с к а н и я при работе в режиме амплитрона
(до 10—15%).
При работе в режиме генерации получается более высокая стабильность частоты, чем у магнетронов.
Конструктивно платинотрон, как и магнетрон, отличается компактностью, небольшими габаритами и весом
и механической прочностью.
В платинотроне, как и в других приборах со скрещенными полями, образуется вращающийся объемный з а р я д в ви248
де сгустков, который, в отличие от магнетрона, взаимодействует с обратной бегущей волной, появляющейся вследствие хорошего согласования разорванных концов замедляющей системы с входным и выходным устройствами.
Отсутствие стоячих волн и собственных частот замедляющей системы позволяет работать в определенной полосе
частот, которую пропускает замедляющая система, являющаяся своеобразным полосовым фильтром, и в которой осуществляется синхронизм встречного движения электронных
сгустков и обратной волны (у п — Уф). так как тогда сгустки
непрерывно попадают в тормозящую полуволну поля.
Условия выполнения синхронизации отличны от уравнения (110) для магнетрона, так как в платинотроне имеет
место фазовый сдвиг ф, вносимый отдельными секциями
замедляющей системы и нарастающий по мере движения
волны. Поэтому длина волны колебаний изменится и не будет равна удвоенному расстоянию между пазами (шагу
замедляющей системы), как это имело место в магнетронах
и ЛОВМ при противофазных колебаниях.
Анодное напряжение, обеспечивающее условие синхронизации при данной магнитной индукции и рабочей частоте, увеличивается с ростом фазового сдвига ф.
Так как замедляющая колебательная система платинотрона разомкнута, то для обеспечения непрерывного
взаимодействия сгустков электронов с тормозящим полем
необходимо, чтобы переход сгустков на входную и выходную
секции в месте разрыва замедляющей системы совершался
в фазе с волной.
Это выполняется, если полный фазовый сдвиг волны
в платинотроне составляет целое число периодов.
Амплитрон. Работа амплитрона характеризуется коэффициентом усиления по мощности и к. п. д.
Коэффициент усиления сравнительно невелик (порядка
Ю—15 дб) и определяется соотношением выходной мощности Р и мощности возбуждения Р в : k p = Р / Р в .
К. п. д. амплитрона определяется отношением разности
выходной мощности и мощности возбуждения к подводимой
(Р ~ Р*)
п
' о
.
так как часть мощности возбуждения проходит через
колебательную систему и складывается с ЕЫХОДНОЙ.
Стабилотрон. При работе платинотрона в режиме са-
мовозбуждения можно получить весьма высокую стабильность частоты, т а к как в цепь обратной связи вводят резонатор с высокой добротностью (рис. 103).
Этот резонатор 1 подключают к входу платинотрона
через фазовращающую цепь 2, обеспечивающую выполнение
баланса фаз. К высокодобротному резонатору подключают
поглощающую н а г р у з к у 3, устраняющую возбуждение
паразитных видов колебаний, отличных от собственной
частоты резонатора. Эти паразитные колебания поглощаются нагрузкой 3.
Рис.
103.
Блок-схема
стабилотрона:
/ — высокодобротный внешний резонатор; 2 — ф а з о в р а щ а ю щ а я цепь; 3 — п о г л о щ а ю щ а я нагрузка; 4 — о т р а ж а ю щ а я вставка; 5 — полезная нагрузка. I
Обратная связь в стабилотроне осуществляется с помощью
отражающей вставки 4, которую подключают между выходом стабилотрона и полезной нагрузкой 5. Ч а с т ь энергии
отражается от вставки и движется к высокодобротному
резонатору, отражается от него, усиливается к выходу
и поступает на н а г р у з к у .
Частота этих колебаний определяется резонатором и будет высокостабильной.
Резонатор конструктивно не входит в колебательную
систему и, работая в лучшем температурном режиме, имеет
большую добротность, чем у клистронных и магнетронных
генераторов, обеспечивая тем самым и более высокую
стабильность частоты.
Митроны. Первые разработки этого типа приборов
появились в середине 50-х годов. Митроны представляют
собой широкополосные генераторы СВЧ малой мощности.
В настоящее время разработаны маломощные митроны
на мощность в доли ватта и с коэффициентом перекрытия
частоты до 2—3 и более мощные митроны (десятки и сотни
ватт) с перекрытием до 15—20%.
Митроны имеют высокий к. п. д., который зависит от ве-
личины выходной мощности и достигает 50—70%, весьма
простую конструкцию с большим отношением мощности
к весу и большое постоянство выходной мощности в диапазоне рабочих частот.
В основе принципа действия митрона заложены результаты исследования магнетронов при ограниченном токе
эмиссии и сильной связи с нагрузкой, делающей колебательную систему магнетрона низкодобротной. В таком
режиме работы анодное ускоряющее напряжение сильно
влияет на генерируемую частоту.
Если бы эмиссия катода не была бы ограничена при увеличении анодного напряжения, то она стала бы увеличиваться за счет обратной бомбардировки катода электронами
объемного заряда.
Это приводит к увеличению анодного тока и срыву колебаний, как в магнетроне.
В митронах анодный ток ограничен и увеличение анодного напряжения, приводящее к росту радиальной составляющей электрического поля в пространстве взаимодействия, увеличивает скорость переноса у п и при постоянной
индукции для поддержания устойчивых колебаний должны
повыситься частота наведенного тока в анодной колебательной системе и генерируемая частота.
Митроны работают в режиме противофазных колебаний,
как и магнетроны, и механизм образования электронных
сгустков и их взаимодействие с анодной колебательной
системой аналогичны таковым у магнетронов.
Устройство митрона. На рис. 104 показано схематическое устройство митрона. Митрон состоит из цилиндрического холодного (не эмиттирующего) электрода /, расположенного в центре свернутой в кольцо колебательной
системы. Колебательная система митрона делается низкодобротной и широкополосной и конструктивно выполняемся в виде встречных штырей 2, укрепленных на кольцевых связках '.
Эммитирующий катод 4 выведен из пространства взаимодействия, и электронный поток вводится в это пространство с помощью управляющего электрода. 5, изменением
потенциала которого можно регулировать полезную мощность.
Магнитная система 6 обеспечивает получение магнитного поля вдоль оси холодного катода / .
С кольцевыми связками 3 связана внешняя низкодобротная
колебательная
система 7 (ее добротность
G
Рис.
104.
Устройство
1
7
митрона:
/ — холодный катод; 2 — с и с т е м а встречных штырей; 3 — кольцевые связ"
4 — эммиттирующий к а т о д ; 5 — у п р а в л я ю щ и й электрод; 6— магнитная систем
7 — внешняя колебательная система; 8 — вывод энергии.
не превышает 5-МО) обычно тороидального типа, с котор
связана полезная нагрузка коаксиальным или волново
ным выводом 8.
§
39.
К В А Н Т О В Ы Е
У С И Л И Т Е Л И
И
Г Е Н Е Р А Т О Р Ы
Квантовые усилители и генераторы, принцип действ
которых основан на преобразовании внутренней энерги
электронов, атомов и молекул в энергию электрома
нитных колебаний, являются наиболее перспективны
приборами современной науки и техники.
Впервые с помощью этих приборов были осуществлен
усиление и генерация когерентных электромагнитных к
лебаний в весьма широком оптическом диапазоне вол
от инфракрасных до ультрафиолетовых, включая видимы
спектр (длина волны Я, = 0,24-300 мкм, частота / = 1012
4-1,5-10 1 5 гц). Ширина этого диапазона в десятки тыс
раз шире всего диапазона радиочастот, включая милл
метровые волны.
Электромагнитные колебания, вырабатываемые (или уси
ливаемые) квантовыми приборами, являются результатом
сложения большого числа элементарных колебаний, ис252
точника ми которых служат возбужденные атомы или моf лскулы вещества. Эти элементарные излучения находятся
в фазе как во времени, так и в пространстве и имеют очень
узкую полосу частот.
Такие колебания называются когерентными и в корне
отличаются от некогерентных (или шумовых) колебаний,
которые являются результатом сложения колебаний разных
частот, находящихся в случайных фазойых соотношениях
как в пространстве, так и во времени и имеющих чрезвычайно широкий (шумовой) спектр.
Все существующие источники света, работа которых
гак или иначе связана с нагреванием вещества, являются
источниками некогерентных колебаний, и это не позволяло
ни осуществить модуляцию для передачи сложных сигналов, как в диапазоне радиоволн, ни получить узких
монохроматических пучков лучей с большой плотностью
энергии, хотя и световые, и радиоволны имеют одинаковую
электромагнитную природу.
Главным преимуществом квантовых приборов является
возможность получения остронаправленных пучков когерентных колебаний практически на одной частоте оптического диапазона с такой большой плотностью энергии
(до IО2-i-10я Мет/см2),
которую в диапазоне радиоволн
получить невозможно.
Следует отметить, что поверхность Солнца, которое
можно приближенно считать идеальным излучателем (абсолютно черным телом) с температурой 6000° С, имеет
среднюю мощность излучения во всем оптическом диапазоне с плотностью только 7 квт/см2.
Стабильность частоты квантовых генераторов значительно выше, чем у радиочастотных. Уже в настоящее время относительная нестабильность доходит до Ю~ 9 -МО~ 10 .
История развития квантовых приборов.
Развитие
радиопередающих устройств в последние годы шло в направлении освоения методов генерации более коротких волн —
сантиметровых и миллиметровых. Получение более коротких
волн встретило большие технические трудности в первую
очередь при проектировании резонансных систем генераторов. Эти системы должны иметь размеры порядка длины
волны, и уже на миллиметровых волнах их трудно изготовить высокоточными.
Сами методы генерации, основанные на взаимодействии
движущихся электронов с электромагнитной волной, дела
ют с я неэффективными, когда размеры частиц и длина волны
оказываются соизмеримыми и трудно получить когерентные
колебания.
Поэтому для генерации волн оптического диапазона
протребовались новые методы.
Еще в 1917 г. А. Эйнштейн пришел к выводу о существовании так называемого индуцированного или вынужденного излучения элементарных частиц (атомов, молекул, ионов),
когда под влиянием внешнего электромагнитного поля происходит переход возбужденных частиц из одного энергетического уровня на другой, причем излучение, получаемое
при этом переходе, находится в фазе с вынуждающим и излучение всех возбужденных частиц вещества будет когерентно.
В 1940 г. советский ученый В. А. Фабрикант у к а з а л на
возможность использования индуцированного излучения
для усиления и генерации когерентных электромагнитных
колебаний.
В 1951 г. были проведены первые опыты по использованию индуцированного излучения.
В 1952 г. в Совестком Союзе Н . Г. Басов и А. М. Прохоров и одновременно в США Ч . Таунс, X. Цейгерг, Д ж . Гордон предложили принцип генерации и усиления колебаний
С В Ч па
использовании
индуцированного
излучения,
а в 1957—1958 г. Н . Г. Басовым, Б. М. Вулом, А. М. Прохоровым, а т а к ж е Ч . Таунсом и А. [Павловым в США принцип
индуцированного излучения был распространен на оптический диапазон, хотя усилители С В Ч , так называемые мазеры, у ж е были созданы.
В 1960 г. был создан в США Т. Майманом первый импульсный квантовый генератор на рубине; а в 1961 г. — газовый. Первый полупроводниковый квантовый генератор
был изобретен советскими учеными в 1963 г.
В последующие годы развитие квантовой электроники
идет бурными темпами.
В качестве рабочих сред в этих генераторах могут использоваться сотни различных материалов — твердые (кристаллы, пластмассы и т. п.), жидкие, полупроводниковые,
газообразные. Рабочей средой могут с л у ж и т ь органические
соединения с ионами редкоземельных металлов, плазма газового разряда и т. п.
Квантовые генераторы у нас и за рубежом принято называть лазерами (начальные буквы английского выраж е н и я «усиление света с помощью индуцированного излучения»).
254
Принцип действия квантовых приборов Квантовый генератор и усилитель имеют одинаковый принцип действия
В усилителе необходим слабый источник электромагнит
ных волн, колебания которого позволяют после усиления
получить когерентный мощный пучок излучения.
В лазерах же осуществляется самовозбуждение с помощью цепи положительной обратной связи.
По современным представлениям квантовой системой
называется микросистема, состоящая из электронов атомов,
молекул и ионов, которые обладают определенной энергией и находятся в состоянии непрерывного взаимодействия
между собой и внешним электромагнитным полем. По законам квантовой механики такая система может изменять свой
энергетический уровень только скачком. Поэтому микросистема может иметь несколько уровней
потенциальной
энергии и при переходе системы из одного уровня на другой излучение или поглощение энергии происходит определенными порциями.
Квантовая теория света показала, что при переходе электрона атома с одного энергетического уровня (высшего)
на другой (низший) происходит испускание кванта света,
который равен:
£ = £
2
- £
1
= AV,
(119)
где Е — квант света; Elt Ег — уровни энергии электрона;
h — постоянная Планка; v — частота излучаемых колебаний.
Кванты являются частицами материи. Излучение частоты v следует рассматривать как поток квантов с энергией
h\, обладающих также определенным количеством движения.
Таким образом, микросистема (в простейшем случае
атом),
взаимодействуя с электромагнитным излучением,
скачком переходит из одного энергетического состояния
в другое, поглощает или излучает энергию только целыми
квантами, а частота излучения зависит только от разностей
уровней энергии системы.
Если при взаимодействии системы с электромагнитными колебаниями она переходит на более высокий уровень
энергии, то происходит увеличение ее энергии за счет энергии внешних электромагнитных колебаний. При переходе
системы на более низкий энергетический уровень происходит излучение, причем и поглощение, и излучение кванто
ваны-
Переход системы в некоторых случаях может происходить и без излучения (в твердых телах). При этом поглощаемая энергия передается кристаллической решетке или другим атомам и переходит в тепло.
Испускание или поглощение квантов света характерно
как для атомов, так и для молекул и ионов. Переход частицы из нормального состояния минимальной энергии системы в состояние с большим уровнем энергии называется возбуждением.
Этот переход происходит за счет кванта энерЯ
гии внешнего поля или за счет энергии других частиц при
столкновении с ними.
Время жизни возбужденных атомов весьма невелико,
например, у атомов водорода оно порядка Ю - 8 сек.
Переходы возбужденных частиц в нормальное состояние
имеют различную вероятность. Эта вероятность является
величиной, обратной времени жизни.
Так как процесс перехода возбужденных атомов и излучение квантов происходят хаотически, самопроизвольно
и независимо друг от друга, то это излучение будет носить
некогерентный характер как в пространстве, так и во времени и будет представлять собой беспорядочную смесь отдельных волн разных частот, распространяющихся в различных направлениях и имеющих произвольные фазовые
соотношения.
Такое излучение называется самопроизвольным или
спонтанным.
При индуцированном излучении под действием квантов внешнего электромагнитного поля частицы испускают
индуцированные кванты, полностью идентичные индуцирующим, которые при этом не изменяются. Частота, фаза
колебаний и направление распространения этих квантов
одинаковы. При индуцированном излучении процесс нарастания квантов происходит лавинообразно.
На рис. 105 показано взаимодействие кванта света с атомом при поглощении энергии (рис. 105, а), спонтанном излучении (рис. 105, б) и индуцированном (рис. 105, в). В последнехМ случае получаются два кванта. Излучение когерентно
в пространстве и времени.
Усиление энергии при индуцированном излучении проходит через возбужденную среду, которая в этом случае называется активной. Такое состояние будет наблюдаться, когда в среде возбуждено более половины всех частиц. При
обычных условиях число возбужденных частиц меньше по-
ловины и для получения активной среды необходимы специальные условия.
Увеличение числа возбужденных частиц и поддержание
их избытка на верхнем энергетическом уровне достигаемся
не только за счет поглощения энергии на частоте перехода
(см. уравнение 119), а также другими путями (нагревание
среды, электронная или ионная бомбардировка или другой источник возбуждения).
Число частиц в возбужденном состоянии зависит от
абсолютной температуры среды. Известна формула Больцмана, определяющая соотношение числа частиц системы,
находящейся в равновесии:
Jh. _
е
кТ
6)
где rtj — число частиц с энергией Ei, п 2 — число частиц
с энергией Е2 > £У. Т —
абсолютная температура; k =
= 1,38 • 10" 16 эрг! град — постоянная Больцмана.
кванта излучения с атомом:
При Т > О для нормаль- а — поглощение энергии; б — спонв — индуцироных условий число частиц пх танное излучение;
ванное излучение.
с меньшей энергией всегда
больше числа частиц п2 с большей энергией. При Т < О число частиц с большей энергией будет больше, т. е. п2 > пъ хотя практически т а к а я температура не существует (Т — 0, т. е. t = —273,16° С —
абсолютный нуль), тем не менее на практике можно получить такое распределение частиц в системе. При этом состояние системы, у которой п2 > пъ принято называть состоянием с «отрицательной температурой».
Таким образом, при использовании квантовой системы
для усиления или генерирования колебаний необходимо
осуществлять возбуждение ее частиц и перевести их на более высокий энергетический уровень и поддерживать населенность этого уровня возбужденными частицами. Такое
соотношение числа частиц (п2 > «х) называется инверсной
(обратной) населенностью, и в этом случае система способ9
Зак. 249
257
на осуществить как усиление подающей э л е к т р о м а г н и т - Я
ной волны, так и генерацию (при выполнении условий само- 1
возбуждения).
Кванты внешнего электромагнитного излучения, проле- 1
т а я в активной среде с инверсной населенностью, вызывают II
лавинообразное излучение индуцированных квантов, ин- J
тенсивность этого излучения будет тем больше, чем больше Я
протяженность активной среды. Однако при одном прохож- 1
дении активной среды не все возбужденные атомы подвер- 1
Рис.
106.
Оптический
резонатор:
/ — непрозрачный о т р а ж а т е л ь ; 2 — полупрозрачный
среда.
отражатель;
3 —активная
гнутся воздействию индуцирующих квантов и усиление
излучения может оказаться небольшим. Д л я увеличения
эффективности воздействия индуцирующего излучения применяют специальные оптические резонаторы, представляющие собой два плоских параллельных з е р к а л а 1 и 2, расположенных на к р а я х активной среды 3, к а к это показано
на рис. 106.
Т а к а я система параллельных з е р к а л , в которой возможно многократное отражение света, широко используется
в спектроскопии и называется интерферометром Фабри —
Перо.
При использовании интерферометра в качестве оптического резонатора одно зеркало 2 делается полупрозрачным. Л у ч , падающий перпендикулярно на зеркала, будет
многократно проходить активную среду, вызывая индуцированное излучение все большего и большего числа возбужденных атомов, и после многократного прохождения активной среды выйдет из резонатора через зеркало с полупрозрачным покрытием.
258
Лучи, падающие под углами, отличными от прямого,
выйдут из резонатора после нескольких отражений. Таким
образом, в активном веществе, имеющем вытянутую форму
с зеркалами на торцах, создаются наиболее благоприятные
условия для поддержания и увеличения индуцированного
излучения только вдоль оси системы.
Самовозбуждение в такой системе будет возможно тогда, когда случайно возникшие кванты, например, в результате спонтанного излучения, имея направление движения
вдоль оси системы, за один проход между зеркалами создадут достаточно мощный поток, энергия которого скомпенсирует потери на поглощение в з е р к а л а х , при отражении и др.
Т а к как линейные размеры резонатора значительно больше длины волны колебаний, то в нем возникает большое
число волн различных типов, различных частот и направлений в пределах диапазона, который можно усилить или
получить в данной активной среде. Линейно-вытянутая
активная среда с торцевыми зеркалами позволяет выделить
только колебания, направленные вдоль оси, и ослабить другие виды колебаний от индуцированного излучения переходов, отличных по частоте и направлению от используемого.
Условия самовозбуждения определяются соотношением
между протяженностью среды /, коэффициентом поглощения среды а и коэффициентом отражения R = е 2 а 1 .
Угол расхождения лучей 0 при выходе из резонатора
(рис. 106) оказывается весьма малым и зависит только от
соотношения длины волны колебаний Я и диаметра D
поперечного сечения активной среды: 0 A; X/D.
В этом случае через полупрозрачное з е р к а л о будет выходить параллельный пучок лучей, образующих волну
с плоским фронтом.
Оптимальная длина I активной среды определяется из
соотношения (рис. 106): D/2 = / tg (0/2) да / 0 / 2 (так к а к
угол 0 весьма мал и tg (0/2) да 0 / 2 ) , тогда / = D/в = D2/X.
К а к уже указывалось, для перевода квантовой системы
в активное состояние с инверсной населенностью необходим
внешний источник энергии (источник «накачки»). Этот источник и осуществляет переброс частиц на более высокий
энергетический уровень.
«Накачка» может осуществляться за счет воздействия
на систему внешнего электромагнитного поля резонансной
частоты или частоты, сильно отличающейся от резонансной
9*
259
в непрерывном или импульсном режиме. Т а к а я «накачка»
применяется в твердых веществах.
В газообразных веществах источником «накачки» служит постоянное электрическое поле или колебания СВЧ,
а в полупроводниковых — электрический ток.
Сложность дискретного спектра излучения (или поглощения) частиц зависит от количества энергетических уровней, присущих данной частице, и возможностей перехода
из одного уровня на другой.
Молекулы отличаются более сложным спектром, так как
вследствие большей сложности их структуры появляется
большее число энергетических уровней.
Н а л и ч и е различных уровней энергии связано с движением и колебаниями электронов, атомов и молекул.
Энергетические состояния электронов в атомах отличаются друг от друга на единицы электрон-вольт, что соответствует излучению оптического диапазона. У молекул энергетические уровни отличаются незначительно на величины
порядка Ю - 3 — 10~5 электрон-вольт и поэтому их излучение лежит в диапазоне С В Ч . Квантовые генераторы и усилители этого диапазона часто называют
молекулярными,
В квантовых генераторах и усилителях в настоящее время используются трехуровневые активные системы, предложенные Н . Г. Басовым и А. М. Прохоровым, и четырехуровневые системы, имеющие соответственно три или четыре
основных энергетических уровня.
Системы с двумя уровнями могут работать только на одной частоте и используются в молекулярных газовых генераторах и усилителях сантиметровых волн.
На рис. 107 показаны схемы энергетических уровней
переходов в трехуровневой (рис. 107, а) и четырехуровневой
(рис, 107, б) системах.
Пусть в трехуровневой системе имеются три энергетических уровня £ х < £ 2 < £ 3 с нормальной населенностью
частицами п х > я 2 ' > п з •
Если под влиянием возбуждающих колебаний с частотой v 3 . x = ( E s — £ х ) / й уровень Е 3 сделается перенаселенным (п9 > пг), то система перейдет в состояние «отрицательной температуры» и сделается активной.
При воздействии на т а к у ю систему излучения с частотой
v 3 .2 = ( £ 3 — £ г ) / Л произойдут индуцированный массовый
переход с уровня £ 3 на уровень £ г [ п ^ п ^ и усиление этого излучения. Если причиной массового перехода будут служить спонтанные переходы с Е я на £,., то система будет гене-
рировать колебания с частотой этого перехода, т. е. V3.2.
С уровня Е2 частицы спонтанно перейдут на Еъ и нормальная населенность восстановится. В таком режиме рабочим
переходом является переход
Е2.
В то же время возможен случай, когда рабочим переходом явится переход £ 2 - v Ev Действительно, при перенаселенности уровня Е а и малой вероятности спонтанных пе-
Е3
пз
^O^lX
Рабочий
переход
Ег
Ей
Ез
Лг
Пц.
БезызлучательныС
i переход
"3
Рабочий
переход
hj.31
Основное
Пг
состояние
h Лft
Основное
а)
Рис.
107.
состояние
б)
Схема
а — трехуровневая
энергетических
система;
уровней
и
переходов:
б — четырехуровневая
система.
реходов Еь-+ Еу и Е2 -> Еt по сравнению с вероятностью
перехода Е3-+ Ё2 уровень Е2 окажется перенаселенным
по сравнению с Ех (п2 > п1) и при внешнем воздействии с частотой V2-1 = (Е2— Ey)th произойдут массовый индуцированный переход частиц на основной уровень
и усиление
(или генерация) колебаний V M ,
В четырехуровневой системе (рис. 107, 6) рабочим переходом является обычно переход E : j - > Е 2 . Источник накачки с частотой v4_i переводит частицы с уровня Е г на £ 4 .
С этого уровня частицы без излучения спонтанно переходят на Ез, в результате создается перенаселенность Е 3 по
сравнению с Е 2 (п9 > п 2 ). Вероятность спонтанных переходов Е)
Е2и £3 -> Е2 должна быть весьма мала, населенность этого уровня частицами близка к нулю, и для осуществления массового индуцированного перехода
частиц
Е3->. Е2 требуется значительно меньшая мощность накачки, в чем и заключается основное преимущество четырехуровневых систем.
В заключение можно сделать следующие выводы о требованиях к квантовому прибору.
1. Квантовый усилитель или генератор должен иметь
источник индуцированного излучения в виде активной квантовой системы с уровнями энергии, переходы между которыми соответствуют заданной частоте излучения или усиления.
2. Необходимо наличие источника возбуждения (накачки) для перевода квантовой системы в состояние инверсной
населенности частиц, т. е. в состояние отрицательной температуры.
3. Необходимо наличие резонансной колебательной системы, функции которой аналогичны колебательным системам генераторов и усилителей радиоволн.
4. В квантовых генераторах необходима положительная обратная связь, которая обеспечит условия самовозбуждения.
Ниже приводится краткое описание работы и устройства основных типов квантовых генераторов, в качестве активного материала которых используются твердые, газообразные и полупроводниковые материалы.
Лазеры на твердых веществах. Первый лазер был построен на кристалле розового рубина (окись алюминия с содержанием 0,05% хрома). Кристалл был искусственно выращен в специальных печах, и ему была придана форма
стержня, отполированные торцы которого покрывались
серебром, образуя зеркала резонатора, причем один из торцов был сделан полупрозрачным (коэффициент пропускания — порядка 5—8%). Диаметр стержня D — 0,5 см, длина / = 4 см.
Этот лазер работал в импульсном режиме; для накачки
использовалась импульсная спиральная ксеноновая лампа, располагавшаяся вокруг стержня. Лампа питалась от
батареи конденсаторов большой емкости и запускалась импульсом высокого напряжения (порядка 15 кв), обеспечивающим начальный пробой газа. Выходной конец рубинового
стержня помещался в раструб.
В дальнейшем были опробованы другие конструктивные
решения излучающей головки.
Например, лампа накачки карандашного типа помещалась вдоль фокусной оси эллиптического отражателя, а рубиновой стержень — вдоль второй оси; рубиновый стержень
помещался между четырьмя карандашными или двумя Г1образными лампами, причем вся система находилась в отражателе.
На рис. 108, а представлена блок-схема лазера на рубине, а на рис. 108, б — схема его устройства.
Л а з е р состоит из четырех основных блоков (рис. 108, а).
Излучающая головка (рис. 108, б) конструктивно объединяет рубиновый стержень / , образующий с зеркалами на
торцах открытый оптический резонатор, лампу накачки 2
и рефлектор 3 для увеличения эффективности работы источника возбуждения.
Рис.
108.
Устройство
лазера
на
твердом
теле:
а — б л о к схема; б — схематическое устройство рубинового л а з е р а : / — рубиновый стержень; 2 — л а м п а накачки; 3 — рефлектор; 4 — б а т а р е я конденсаторов; 5 — выпрямитель источника питания накачки. 6 — т р а н с ф о р м а т о р поджига лампы накачки; 7 — источник иитания п о д ж и г а .
Т а к как лампы накачки имеют широкий частотный
спектр, то для получения достаточной для возбуждения
энергии и в узкой полосе поглощения кристалла приходится увеличивать мощность возбуждения, что приводит к перегреву кристалла. Поэтому приходится применять систему
его охлаждения (например, жидким азотом).
Питание лампы осуществляется от батареи конденсаторов 4, емкость которых — порядка сотен микрофарад.
Батарея конденсаторов з а р я ж а е т с я от выпрямителя
5 и р а з р я ж а е т с я в момент вспышки лампы, которая поджигается импульсом высокого н а п р я ж е н и я , полученного с выхода импульсного трансформатора 6.
Рубиновые лазеры представляют собой т р е х у р а в н е в у ю
квантовую систему.
При облучении кристалла светом лампы ионы хрома,
находящиеся на нижнем энергетическом уровне, поглощают
кванты зеленой части спектра (Я — 0,56 мкм), возбуждаются и переходят на верхний энергетический уровень. С этого
уровня ионы хрома спонтанно без излучения переходят на
промежуточный уровень, отдавая часть своей энергии кристаллической решетке. Этот промежуточный уровень при
достаточной мощности возбуждения окажется перенаселенным по сравнению с нижним основным уровнем. Под влиянием спонтанного перехода с промежуточного уровня при
выполнении условий самовозбуждения произойдет индуцированный массовый переход ионов хрома на нижний уровень. При этом наблюдается излучение узкого когерентного пучка тёмнокрасного света с Я = 0,6943 мкм.
Если условия самовозбуждения не выполнены или населенность промежуточного уровня недостаточна, то через
несколько миллисекунд ионы хрома спонтанно перейдут
на нижний уровень.
Период следования в импульсных лазерах на рубине зависит от мощности в импульсе.
При больших мощностях необходимо время для охлаждения излучающей головки и для заряда емкостей питания лампы оптической накачки.
Период следования обычно лежит в пределах от долей
секунды до нескольких минут.
В первых типах лазеров была получена мощность в импульсе до Юквт при длительности порядка долей и единиц
миллисекунд.
Исследования структуры импульсов квантовых приборов показали наличие в импульсе ряда пиков, поэтому были
проведены работы по определению возможности сокращения времени излучения до наносекунд (Ю - 9 сек). В этом случае появилась бы реальная возможность увеличения импульсной мощности до десятков и сотен мегаватт.
Получение гигантских наносекундных импульсов достигается тем, что генерацию осуществляют только после того,
когда кончается процесс накачки и когда максимальное
число возбужденных частиц окажется на соответствующем
энергетическом уровне, так как при обычной работе излучение начинается до окончания накачки и инверсия населенности уровней недостаточно высока.
Генерацию до конца накачки предотвращают, помещая
между стержнем и одним из зеркал резонатора специальный оптический затвор, который срабатывает только после
окончания накачки, создавая условия для появления генерации. Происходит массовое индуцированное излучение
264
6 единицы наносекунд, и мощность излучения возрастает
до десятков и сотен мегаватт.
Кроме рубина, широко используется стекла с примесями
ниодима и ряд других как кристаллических, так и аморфных материалов с примесями редкоземельных элементов и
урана (например, фтористый кальций с примесью урана
или неодима и др.).
Основными недостатками лазеров на твердых веществах являются: 1) низкий к. п. д. (доли и единицы процента);
2) трудность осуществления непрерывного режима работы
Рис.
109.
Устройство
газового
лазера.
7 — г а з о р а з р я д н а я трубка; 2 — о т р а ж а т е л и ; Л — в ы х о д н ы е окна
Б р ю с г е р а ; 4 — генератор ВЧ; 5 — ВЧ электроды,
под
углом
из-за необходимости эффективного охлаждения кристалла
и источника возбуждения, так как вследствие низкого к. п. д.
большая часть подводимой мощности и излучения источника возбуждения переходит в тепло; 3) недостаточно узкий
спектр излучения, т. е, относительно широкая полоса излучения.
Относительная ширина полосы лазеров на твердых веществах А / / / с р да 10" 5 -f- 1 0 4
В последние годы создано несколько типов лазеров на
рубине, вольфрамате кальция с неодимом и др., в которых
получены мощности излучения до одного ватта при мощности накачки до 1 кет.
В настоящее время лазеры на твердом веществе работают в диапазоне от X = 0,61 мкм до X = 2,6 мкм.
Лазеры на газообразном веществе. Газовые лазеры оптического диапазона появились в 1961. г. В качестве активного вещества в этом приборе использовалась смесь инертных
газов гелия и неона при давлении порядка 1 мм р т . с т .
Газовый лазер (рис. 109) состоит из излучающей головки, в которую входят газоразрядная трубка 1, наполненная смесью газов и образующая с двумя внешними зеркала-
ми 2 открытый оптический резонатор. З е р к а л а имеют плоскую или сферическую форму, изготовляются из полированного оптического кварца, и их отражающие поверхности покрываются многослойным покрытием из сульфида
цинка и фторида магния с коэффициентом о т р а ж е н и я до
9 9 % . При помощи юстировочного приспособления зеркала
устанавливаются п а р а л л е л ь н о друг другу и перпендикул я р н о оси трубки. В первых конструкциях з е р к а л а помещались в конце открытой трубки и соединялись с ней сильфонами. Эта конструкция имела ряд существенных недостатков (потеря вакуума, отражательной способности зеркал
под действием плазмы газового разряда), и от нее отказались.
Г а з о р а з р я д н а я трубка длиной порядка 1 м изготовлялась из кварца или специальных сортов стекол, на концах
имела выходные окна 3, расположенные под таким углом
к оси, при котором потери на отражение достигают минимума на данной длине волны (угол Брюстера).
В последних конструкциях применяют сферические кофокальные з е р к а л а , имеющие одинаковую кривизну и расположенные на расстоянии, равном радиусу кривизны (фокусы таких з е р к а л находятся в одной точке). В такой конструкции облегчается юстировка, которая допускает большую погрешность (до 3 угл. мин), чем при плоских зеркалах
(до 1 угл. сек).
Источником возбуждения служит генератор
высокой
частоты 4, вызывающий высокочастотный р а з р я д в трубке
с помощью электродов 5. Применяется т а к ж е возбуждение
постоянным электрическим полем от высоковольтного источника постоянного н а п р я ж е н и я .
В этом случае вместо металлических колец 5, охватывающих трубку, в нее впаиваются электроды.
Использование оптической накачки, как в рубиновых
л а з е р а х , нерационально, т а к как газовые лазеры имеют очень
узкий спектр поглощения и при применении оптической накачки потребовалась бы очень большая мощность ламп.
Принцип действия газового лазера основан на взаимодействии • атомов газов, имеющих несколько энергетических уровней, близких друг к другу, причем у одного из
газов должно быть больше промежуточных уровней.
На рис. 110 представлена схема энергетических уровней гелия и неона, поясняющая работу газового лазера.
При создании разряда в трубке атомы гелия возбуждаются и переходят с основного уровня 1 на уровни 2 и 3. При
266
столкновении атомов гелия с атомами неона первые передают свою энергию атомам неона, которые переходят на один
из подуровней 2s (этот уровень состоит из четырех подуровней). Уровень 2s неона близок к уровню 2 гелия и населяется особенно интенсивно. Эго инверсное население уровня
2s по сравнению с уровнем 2р, состоящим из 10 подуровней,
приведет к индуцированному когерентному излучению при
:
Возбуждение
соударениями
Hs—-Ne
2
{I I|
П)
ij
2S
111!
ч |
£
Л=0,63 мкм
.
§
HJ
3 5
Д-1,15мкм
(10 подуровней)
2р
Спонтаннь/й переход
l обычное
свечение)
1S
"
1
Г
Рис.
110.
Схема
Н
е
энергетических
о
н
уровней
и
переходов
в
смеси
газов.
переходе атомов неона с уровня 2s на 2р. После этого атомы
неона спонтанно переходят на основной уровень.
В системе возможен и ряд других переходов с индуцированных излучением (16 переходов), например, с уровня 3s неона на 2s и 2р, однако наиболее эффективным оказался описанный выше переход, вызывающий излучение
на волне А, = 1,153 мкм, а т а к ж е в видимом спектре на
л = 0,6328 мкм.
Кроме смеси гелий—неон используется ряд других газов: аргон — кислород, гелий — окись углерода, азот —
углекислый газ и др. Разработаны генераторы на одних
инертных газах.
Газовые лазеры позволяют получить излучение в широком диапазоне волн от ультрафиолетовых до инфракрасных.
К настоящему времени получено излучение более чем на
267
двухстах различных частотах в диапазоне X = 0,33 -f-j- 35 мкм.
Основное преимущество этого типа лазеров заключается в том, что они дают излучение в очень узкой полосе частот, т. е. весьма монохроматичное и когерентное.
Ширина спектральной линии у этих приборов в десятки
т я с я ч раз у ж е ( А / / / с р да Ю - 1 0 — Ю - 1 1 ), чем у лазеров твердых материалов, и составляет в среднем 10—80 кгц.
В некоторых исследованиях была получена полоса пор я д к а единиц герц, что указывает на возможность получения очень высокой стабильности частоты.
Газовые лазеры могут работать как в импульсном, так
и в непрерывном режиме, однако их мощность невелика.
В непрерывном режиме мощность обычно не превышает нес к о л ь к и х милливатт при потребляемой мощности до 100 вт.
В импульсном режиме достигнуты мощности в несколько
десятков ватт.
В последнее время в США появились сообщения о разработке мощного газового лазера с излучением в инфракрасной области (X = 10,6 мкм). Получена мощность в не
прерывном режиме около 12 вт. Активным веществом служ и л а смесь азота и углекислого газа. Возбуждение осуществлялось постоянным напряжением.
Имеются сведения о создании газового лазера на смеси
углекислого газа, азота и гелия с мощностью порядка
300 вт и к . , п . д. до 10%.
Газовые лазеры весьма перспективны для использования в качестве стандартов частоты, для изучения оптических явлений, в измерительной технике, а т а к ж е и в линиях
связи.
Полупроводниковые лазеры. Теория этого типа приборов была разработана в конце пятидесятых годов советскими учеными во главе с Б. М. Вулом. Первые образцы полупроводниковых лазеров были созданы в 1962 г.
Большим достоинством таких приборов является возможность непосредственного преобразования электричесской энергии в когерентное электромагнитное излучение
в оптическом диапазоне.
Б л а г о д а р я этому резко возрастает к. п. д. генераторов —
до 70—80% и д а ж е выше. Кроме того, упрощается модуляция, так как ее можно осуществлять, воздействуя на излучение током возбуждения.
Полупроводниковый кристалл как квантовая система
имеет упорядоченную атомную структуру, т. е. каждый
268
атом обладает почти одинаковой энергией и сильно связан
с другими атомами.
В результате сильной связи атомов в полупроводниковом кристалле энергетические уровни расщепляются на
близко отстоящие друг от друга подуровни, образующие
три сплошные энергетические зоны. Н и ж н я я зона с наименьшей энергией называется валентной (заполненной), следующая по уровню — запрещенной и основная с наименьшим
уровнем энергии — свободной зоной или зоной проводимости.
В валентной зоне электроны сильно связаны с атомами,
зона
проводимости характеризуется большим числом
свободных электронов.
У чистых диэлектриков и полупроводников валентная
зона полностью заполнена и отделена от свободной зоны
широкой зоной запрещенных состояний (ее ширина в этом
случае — порядка 10—15 электрон-вольт).
У полупроводников с примесями ширина запрещенной зоны значительно
меньше (до 2—3 электрон •вольт).
Если электрону, находящемуся в валентной зоне, сообщить достаточное количество энергии, то он перейдет на
более высокий энергетический уровень в зону проводимости,
при этом в валентной зоне появится положительный заряд—
дырка.
Излучение (спонтанное или индуцированное) происходит при возвращении электрона в валентную зону и его рекомбинации с дыркой.
Концентрация свободных электронов и дырок в чистом
полупроводнике невелика, и их количество определяется
температурой. Число населенности зоны проводимости значительно меньше, чем заполненной зоны.
Д л я создания условий, при которых можно получить
инверсную населенность энергетических зон, с помощью
примесей образуют, как известно, две области проводимости — электронную (л-область) и дырочную (^-область),
которые разделяют р-м-переход.
Под влиянием электрического поля соответствующей
полярности, приложенного к р-/г-переходу, электроны из
области п и дырки из области р будут двигаться навстречу
друг другу и вблизи границ р-я-перехода возникает большая концентрация носителей, что приводит к переходу электронов в валентную зону, их рекомбинации с дырками и излучению квантов света.
При больших плотностях тока населенность зон делается инверсной и излучение становится индуцированным, когерентным.
Т а к как рекомбинация электронов и дырок происходит,
главным образом, в области ^-«-перехода, то Излучение
нарастает, если оно распространяется в этой плоскости и
выходит из боковых граней кристалла в месте р-п-перехода.
Толщина р-я-перехода — порядка микрон, поэтому излучение будет иметь форму узкого веерообразного луча с углом расхождения порядка 1—3°. Полоса излучаемых частот оказывается достаточно узкой и будет зависеть
от энергии (ширины) запрещенной зоны А £ = Еп —
— £ в , где Еп—средняя
энергия
зоны проводимости,
1-50 а
Ев — средняя энергия валентной зоны. Средняя частота
излучения
vcp =
= Д£/Л.
Ширина
запрещенной
3,4 А, мкм
зоны зависит от тока возбуждения, температуры и
давления, что вредно скаРис.
111.
Спектральная
характеристика
излучения
полупроводнизывается на стабильности
кового лазера
из арсенида
индия
частоты, но в то же вреи зависимости
от тока
возбуждемя
позволяет производить
ния.
перестройку частоты лазера.
Таким образом, источником возбуждения в полупроводниковых лазерах служит электрический ток, и в этом приборе электрическая энергия непосредственно преобразуется в энергию электромагнитного излучения.
Д л я уменьшения тока возбуждения применяют охлаждение полупроводника, а для облегчения теплового режима
применяют импульсный ток. Величина тока возбуждения
должна быть больше определенной величины порогового
тока, при котором создается достаточно высокий для индуцированного излучения уровень накачки. При увеличении тока возбуждения полоса частот, излучаемая лазером,
резко сужается (рис. 111).
Устройство полупроводникового лазера. В полупроводниковых лазерах применяют ряд соединений г а л л и я ,
сурьмы, мышьяка, индия, свинца, теллура и др. Первые
270
лазеры были построены на монокристалле арсенида галлия (Ga А<).
Полупроводниковый лазер (рис. 112) состоит из активного элемента / , установленного в массивных медных, молибденовых или вольфрамовых дисках 2, я в л я ю щ и х с я теплоотводами и контактами для подведения тока к к л и с т а л л у .
Между дисками устанавливается изолирующая прокладка 3 из арсенида г а л л и я .
Рис.
112.
Устройство
полупроводникового
/ — активный элемент; 2 — к о н т а к т н ы е и теплоотводящие
л и р у ю щ и е прокладки.
лазера:
пластины;
3 — изо-
Активный элемент имеет форму куба или параллелепипеда и состоит из кристалла полупроводника с р-л-переходом.
Д л я осуществления самовозбуждения необходим резонатор. В полупроводниковых лазерах резонатором с л у ж и т
сам кристалл, д л я чего две его боковые грани делают строго параллельными друг д р у г у и тщательно полируют и в некоторых с л у ч а я х для увеличения коэффициента отражения одну из граней серебрят (для получения излучения в одну сторону).
Излучение происходит в плоскости р-п-перехода со стороны взаимно параллельных граней.
Остальные грани кристалла делают шероховатыми д л я
исключения паразитных колебаний в н а п р а в л е н и я х , отличных от основного.
Большинство современных лазеров работает в условиях
глубокого холода, для чего вся конструкция излучателя
помещается в криогенное устройство и охлаждается жнд-
ким азотом. Применяются также лазеры, работающие при
комнатных температурах.
Кроме высокого к. п. д., полупроводниковые лазеры имеют весьма компактную конструкцию с небольшим объемом
активного элемента.
Полупроводниковые лазеры повзоляют получить импульсные мощности до сотен ватт при наносекундных длительностях импульсов и единицы ватт в непрерывном режиме.
Излучение полупроводниковых лазеров лежит в диапазоне К = 0,33 v 8,6 мкм, а относительная ширина спектра
излучения А / / / с р да Ю - 5 .
В настоящее время и у нас, и за рубежом выпускаются
ряд промышленных образцов этих лазеров, использование
которых весьма перспективно в линиях оптической связи
вследствие простоты осуществления модуляции (частота
модуляции может доходить до 5—10 Ггц) и узкой полосы
излучения.
Квантовые генераторы в диапазоне СВЧ. Первые образцы квантовых приборов в диапазоне СВЧ были созданы
в 1952—1954 гг. Басовым и Прохоровым в СССР и X. Цейгером и Д . Гордоном в США и положили начало освоению оптического диапазона волн.
Квантовые генераторы СВЧ — молекулярные генераторы — использовали в качестве активного вещества молекулы аммиака (NH 3 ).
Энергетический спектр молекул значительно шире энергетических спектров атомов и имеет большое число близко
расположенных друг к другу энергетических уровней.
У аммиака наиболее интенсивное излучение наблюдается при переходе, соответствующей частоте / = 28, 87 Ггц
(к = 1,26 см). Использование аммиака было обусловлено
весьма широким спектром поглощения (от 5 до 300 Ггц).
Принцип работы молекулярного генератора основан на
разделении пучка молекул на два, обладающих различными энергетическими уровнями. Это разделение осуществлялось с помощью неоднородного электрического поля, через
которое пропускался пучок молекул. При взаимодействии
молекул с неоднородным электрическим полем наблюдается эффект Штарка, когда с возрастанием сил поля молекулы, имеющие большую энергию, увеличивают ее, а молекулы с меньшей энергией стремятся ее уменьшить. С помощью
специального квадрапульного конденсатора, состоящего
из четырех (шести) параллельных стержней, имеющих одинаковый заряд, знак которого чередуется, пучок молекул,
272
летящих вдоль оси конденсатора, разделяется. К оси системы будут отклоняться молекулы с большей энергией,
а молекулы с меньшей энергией перейдут в область более
сильного поля и отклонятся к стержням конденсатора.
Сконцентрированный пучок молекул с высоким уровнем
энергии поступает в резонатор, настроенный на частоту основного перехода.
Спонтанное излучение части молекул вызовет колебания в резонаторе, которые, в свою очередь, вызовут индуцированное излучение, усиливающие колебания резонатора
и т. д. до получения стационарных колебаний в резонаторе.
Если условия самовозбуждения не выполняются, то прибор можно использовать к а к молекулярный усилитель
с очень низким уровнем шумов.
Особенность молекулярного генератора заключается
в очень узкой полосе излучения, ширина которой зависит
от времени пролета резонатора, так как вероятность спонтанных излучений, расширяющих полосу излучаемых частот, за время пролета резонатора весьма мала.
Молекулярные генераторы обладают высокой стабильностью частоты — порядка Ю - 8 -=- Ю - 1 0 (секундная нестабильность — порядка 4 • Ю - 1 2 ), однако мощность мала — порядка Ю - 7 -т- Ю - 1 0 вт. Эти генераторы используются в качестве эталонов частоты.
На рис. 113, а показана упрощенная схема молекулярного генератора, содержащая источник молекул 1, квадрапульный конденсатор 2 и резонатор 3. На рис. 1 1 3 , 6 показаны форма пластин и структура электрического поля конденсатора.
Области применения квантовых приборов. Замечательные свойства квантовых генераторов и усилителей открывают обширные области их использования в науке, технике
и народном хозяйстве. Рассмотрим наиболее перспективные области применения квантовых приборов.
Оптические системы связи. В настоящее время идут интенсивные исследования в области применения лазеров и
квантовых усилителей в системах многоканальной связи,
в оптическом диапазоне волн, в приземном пространстве
и особенно в космосе.
Оптический диапазон обладает большой емкостью, в десятки тысяч раз большей, чем весь радиодиапазон, поэтому в нем можно разместить без взаимных помех весьма большое число каналов связи. Появляется возможность увеличения объема и скорости передачи информации. Например,
по одному каналу связи можно будет передавать миллионы
телефонных сигналов и десятки тясяч телевизионных.
Важным преимуществом оптических линий связи является острая направленность излучения при малых геометрических размерах антенных устройств, при этом большая
концентрация энергии в узком пучке позволит увеличить
дальность связи в космосе до сотен миллионов километров
при сравнительно небольшой мощности передачи (десятки
и сотни ватт),
Рис.
113.
Устройство
молекулярного
ге-
нераюра:
о — б л о к схема;
/ — источник
молекул; г —
квадрапульный
конденсатор;
3 — резонатор;
4 — выход энергии; б — форма пластин и характер поля квадрапульного конденсатора.
При связи в околоземном пространстве наблюдается
значительное поглощение излучения в атмосфере и поэтому дальность действия сильно ограничена. Наиболее пригодны д л я связи так называемые «окна» в частотном спектре,
в которых наблюдается наименьшее поглощение энергии —
это участки с длиной волны от 0,33 до 0,75 мкм и от 8 до
13 мкм.
К настоящему времени и у нас, и за рубежом построены
первые экспериментальные линии лазерной связи с космическими аппаратами и в околоземном пространстве с дальностью действия порядка десятков и сотен километров.
Прогресс развития квантовых генераторов и усилителей, очевидно, уже в ближайшие годы приведет к более широкому внедрению линий связи оптического диапазона,
274
Схема оптической связи подобна схеме радиосвязи. Передающее устройство состоит из квантового генератора—лазера, генератора накачки, модулятора и антенно-оптического устройства. Приемное устройство имеет две основные части — антенно-оптическое приемное устройство с оптическим фильтром и электрическое устройство, преобразующее энергию светового излучения в электрические сигналы
управляющих колебаний.
Важным преимуществом систем связи в оптическом диапазоне является возможность весьма широкополосной модуляции.
Оптическая л о к а ц и я . С применением оптических квантовых генераторов и усилителей появилась возможность
создания
высокоэффективных
систем
оптической локации.
Преимущества оптического диапазона при использовании лазерного излучения, отмеченные выше, позволяют значительно улучшить все основные технические показатели
локационных систем — разрешающую способность, точность определения объектов, помехозащищенность и т. п.
Р а з р е ш а ю щ а я способность оптических локаторов по углу на много порядков выше, чем в Р Л С , а для о б н а р у ж е н и я
объектов при прочих равных условиях для оптического локатора требуется мощность в 109 раз меньше, чем в Р Л С .
Важным преимуществом оптической локации является
ее помехозащищенность от искусственных помех из-за весьма узкой характеристики направленности излучения.
Кроме того, большая частотная емкость оптического
диапазона позволяет разместить большое число локаторов
без взаимных помех.
Большим достоинством локационных оптических систем,
особенно важным для космической локации, являются малые габариты и вес, особенно антенно-оптических систем.
Недостатки оптических локаторов при их работе в околоземном пространстве связаны с поглощением энергии излучения в атмосфере, особенно при дожде, тумане и т. п.,
что приводит к значительному снижению дальности действия.
Принцип построения оптических локаторов аналогичен
РЛС.
Оптическая локация уже нашла применение в исследовании небесных тел.
В ноябре 1963 г. отечественными учеными была осуществлена локация Л у н ы , исследованы глубины кратеров, pas-
меры отдельных частей и расстояние до луны с большой
точностью.
В 1970—1971 гг, была проведена л о к а ц и я Л у н ы с помощью специального о т р а ж а т е л я , установленного на автомате «Луноход-1».
Перспективно применение квантовых генераторов в телевидении, навигации, медицине, технологии обработки материалов, особенно при создании микроминиатюрных интегральных схем, и т, п.
Появление квантовых генераторов позволило осуществить принципиально новый принцип фотографирования —
голографию (полную запись-регистрацию трехмерного изображения). В разработке голографии большое значение имели работы советского ученого Ю. Н. Денисюка (1962 г.),
получившего первую объемную голограмму, и работы американских ученых И. Лейта и Д . Строуна. Принцип получения голограмм был предложен еще в 1947 г. Д . Габором,
но был полностью осуществлен только с помощью лазеров.
Голограмма представляет собой запись отраженного от
объекта и рассеянного им света при освещении объекта когерентным лучом лазера; одновременно на голограмму подается прямой опорный пучок.
В результате голограмма дает информацию об интерференционной картине отраженных волн, их амплитуде и фазе. В проходящем луче когерентного света голограмма позволяет полностью восстановить трехмерное изображение,
при этом перемещение наблюдателя приводит к изменению
перспективы, как при наблюдении объекта в естественных
условиях. Не останавливаясь на более подробном описании
голографии [20], следует отметить, что она имеет большие
перспективы в радио- и гидролокации. Голограммы несут
в себе большой поток информации, не требуют оптических
систем, позволяют получить неограниченную глубину фокусировки и различить мелкие детали объекта. Особенность
голограммы заключается т а к ж е в том, что к а ж д а я ее точка
несет в себе информацию об амплитуде и фазе световых волн,
отраженных от всего объекта.
§ 40. П О Л У П Р О В О Д Н И К О В Ы Е
В
Д И А П А З О Н Е
ПРИБОРЫ
С В Ч
В последние годы наряду с развитием и совершенствованием электровакуумных приборов С В Ч все более широкое
распространение получают полупроводниковые приборы,
Выше были рассмотрены (§ 15, 22) генераторы на туннельных диодах и умножители частоты на варикапах, указаны их преимущества при работе на сверхвысоких частотах.
В начале 60-х годов (1963—1964 гг.) появились два новых
весьма перспективных направления развития техники полупроводниковых приборов диапазона СВЧ — это создание
твердотельных генераторов, основанных на эффекте Ганна,
и мощных транзисторов с многоэмиттерной структурой.
"А
Е<е нкр
GaAs
S).
То-1/fo
И
Рис.
114.
Д и о д
Ганна:
о — устройство д и о д е ; б — яавнсик-ость /—<Р(£); в — распределение напряженности поля вдоль д и о д а ; « — временная д и а г р а м м а тока через диод.
Быстрое развитие техники этих приборов, отличающихся малыми габаритами и весом, высокой надежностью и рядом других ценных качеств, уже в ближайшие годы приведет к широкому их внедрению в диапазон С В Ч .
Генераторы СВЧ колебаний, основанные на использовании эффекта Ганна. Эффект, открытый американским физиком Д ж . Ганном в 1963 г., заключался в появлении самопроизвольных (спонтанных) электрических колебаний в диоде (рис. 114, а), изготовленном из кристалла полупроводника — арсенида галлия (GaAs) — с проводимостью п-типа,
при приложении к проводящим контактам А, К постоянного напряжения и, большего некоторого критического значения ик р.
Такой диод не имеет р-п-переходов,
и процесс преобразования мощности постоянного тока в мощность высокой
частоты происходит во всем объеме полупроводника, а не
в р-я-переходах, как у транзисторов и туннельных диодов.
Появление высокочастотных колебаний в полупроводнике связано с возникновением (при определенных условиях) отрицательного внутреннего сопротивления и, следовательно, падающего участка вольтамперной характеристики, что, как известно, является одним из основных условий генерации колебаний.
Величина критической напряженности поля Екр,
при
которой появляются колебания для GaAs, лежит в пределах £ к р = « к р / / да 3 -г- 3,5 ке/см, где / — длина диода.
Частота возникающих в диоде колебаний зависит от
дрейфовой скорости электронов а д р да 107 см/сек и длины
диода I: / 0 да vRV/l.
Уже в первых опытах Ганн смог получить колебания
в диапазоне 1 -г- 3 Ггц с мощностью в доли ватта и при
к. п. д. в единицы процентов, что указывало на большие
возможности новых приборов.
В диоде Ганна колебания, как правило, имеют несинусоидальную форму, но при помещении диода в высокодобротный резонатор можно в определенном режиме работы
получить синусоидальные колебания СВЧ значительной
мощности в узкой полосе частот. При этом частота колебаний будет зависеть только от настройки резонатора и может меняться в широких пределах при его перестройке.
А гак как частота уже не будет связана с размерами диода,
то представляется возможность увеличения длины диода и,
следовательно, генерируемой мощности.
Физические процессы в диоде Ганна. По установившимся представлениям появление падающего участка вольтамперной характеристики диода Ганна и отрицательного
внутреннего сопротивления вызвано явлением быстрого
перехода электронов полупроводника из одной зоны проводимости в другую, при этом резко меняется подвижность
электронов. Такой переход и приводит к уменьшению плотности тока / через диод с увеличением напряженности приложенного к нему электрического поля.
В полупроводниках типа GaAs имеются две зоны проводимости — нижняя, в которой в обычных условиях находится большинство электронов, и верхняя, отделенная
от нижней энергетическим зазором Ае (для GaAs Д<? =
= 0,36 эв). Электроны нижней зоны слабее связаны с ато-
мями решетки и имеют значительно ббльшую подвижность
mj, чем электроны верхней зоны.
Плотность тока через диод зависит от концентрации электронов п в обеих зонах проводимости («j > п 2 ), их подвижности (р., < (д.2) и напряженности поля El
/ = е (пjfij +где е — заряд электрона.
Полная равновесная концентрация электронов в объеме
полупроводника
п
о — П1 +
П
2-
На рис. 114, б представлена зависимость /' = ф (Е),
имеющая три характерных участка.
На участке / £ < £ к р , пг да п0 и проводимость определяется в основном электронами нижней зоны. Плотность
тока будет пропорциональна напряженности (J=E,
так как
еп^Цх = const).
В сильном поле, когда Е > Екр (участок 3), почти все
электроны получат дополнительную энергию, ббльшую Ае,
и перейдут в верхнюю зону, при этом пропорциональность
j и Е сохранится, так как п2 да п0 и еп2ц2 = const.
В случае, когда Е > • £ к р , наблюдается массовый переход электронов с нижнего на верхний уровень и их концентрации пг и п2 будут зависеть от Е, а при выполнении условия dj/dE < 0 (т. е. когда dnJdE > пг/Е) появится падающий участок 2 с отрицательным сопротивлением.
Особенность работы диода Ганна при Е ^ Е к р заключается в формировании у катода участка с местным сильным падением напряжения (до 50 кв/см). Этот участок длиной А да (0,03 -г 0,1)/, называется доменом сильного поля
и после формирования движется вдоль диода со скоростью
дрейфа у д Р да Ю7 см/сек к аноду, где и исчезает, после чего
у катода вновь формируется домен, и т. д.
В результате этого явления ток через диод будет периодически меняться, так как при возникновении домена ток
уменьшается, а при исчезновении — увеличивается. Частота следования импульсов тока — / 0 .
На рис. 114, в представлено распределение напряженности в диоде Ганн^ во время дрейфа домена, а на рис. 114,г —
характер тока через диод. Пунктирными линиями показана
зависимость для слабого поля, когда Е <
Екр.
Применение диодов Ганна. Диод Ганна является весьма ;
перспективным прибором для создания в ближайшие годы
твердотельных генераторов СВЧ диапазона.
Основными преимуществами этих приборов являются
простота конструкции, малые габариты и вес, высокий
к. п. д. Диоды Ганна в ближайшем будущем позволят '
получить значительные средние и импульсные мощности
в диапазоне до 100 Ггц и, очевидно, с успехом смогут заменить некоторые типы электровакуумных приборов СВЧ
средней мощности — Л О В и клистроны.
В настоящее время разработано много образцов диодов
Ганна, причем некоторые из них выпускаются серийно.
В генераторах непрерывных колебаний достигнута мощность порядка десятых долей ватта на частотах до 10—
15 Ггц.
Импульсные генераторы Ганна позволяют получить импульсные мощности в десятки и сотни ватт на частотах до
10 Ггц.
Имеются сведения о маломощных генераторах Ганна на
частоты 50—90 Ггц.
К. п. д. генераторов доходит до 15—25%.
Генераторы Ганна с успехом могут использоваться в качестве гетеродинов приемников С В Ч , автогенераторов в самолетной и космической аппаратуре радиосвязи, локации,
навигации, телеметрических системах. Перспективно использование диодов Ганна в усилительном режиме в качестве мощных усилителей СВЧ диапазона, а т а к ж е в импульсных, вычислительных и логических устройствах.
Мощные транзисторы СВЧ диапазона. Мощные транзисторы С В Ч диапазона появились в середине 60-х годов и
уже в настоящее время позволяют получить в непрерывном
режиме мощности до 50—100 вт на частотах до 1—2 Ггц
при к. п. д. в 4 0 — 7 0 % .
Эти транзисторы в основном предназначены для усиления м о щ н о с т и ^ режиме II рода и имеют широкие перспективы для использования в транзисторных передатчиках ВЧ
и СВЧ.
В ближайшие годы следует ожидать появления новых
типов транзисторов на мощности до 200 вт в диапазоне до
6—8 Ггц.
Устройство мощных транзисторов СВЧ. Повышение
максимальной частоты генерации / т а х плоскостного транзистора требует снижения объемного сопротивления базы
г б и емкости коллекторного перехода. Кроме того, гранич200
•
.
«
на я частота fa в сильной степени зависит от толщины базового слоя (обратно пропорциональна квадрату толщины
базы), поэтому повышение / а , а следовательно, и / т а х требует создания тонких базовых структур (доли микрон), что
трудно выполнимо и ограничивает мощность транзистора,
Особенность работы транзистора на высоких частотах
заключается также в появлении эффекта оттеснения носителей к краям эмиттера, в результате чего происходит перераспределение плотности тока и значительная часть площади эмиттера не используется, а максимальная плотность
тока образуется в узкой кромке по периметру эмиттера.
Д л я ослабления влияния эффекта оттеснения и повышения мощности и / т а х в мощных транзисторах применяют
различные типы многоэмиттерных структур. В этих структурах эмиттер состоит из сотен отдельных элементарных ячеек
круглой или квадратной формы. Площадь отдельной ячейки — порядка десятков и сотен мкм2, периметр — десятки микрон. Эмиттеры располагаются на теле базы и с помощью металлической сетки соединяются параллельно.
В других структурах эмиттер состоит из узких полосок,
внутри которых расположены контакты базы. Широкое применение получила полосковая структура, появившаяся
в результате усовершенствования гребенчатой структуры,
применявшейся в первых типах мощных транзисторов на
частоты до 100 Мгц.
В гребенчатой структуре эмиттер имел форму двусторонней гребенки с узкими зубцами (ширина зуба — порядка
сотых долей миллиметра).
В полосковой структуре эмиттер состоит из большого
числа узких полосок, не связанных друг с другом. Металлизированные контакты эмиттера и базы выполнены в виде
гребенок, причем зубцы эмиттерного контакта расположены
над полосковыми эмиттерами, а базовые — между ними.
В многоструктурных транзисторах на одном кристалле
создается несколько многоэмиттерных структур, разнесенных друг от друга, что значительно улучшает условие
теплообмена.
Мощные многоэмиттерные транзисторы — кремниевые,
в большинстве случаев
п-р-п-типа.
К конструкции выводов и корпуса мощного транзистора
предъявляется ряд специфичных требований, вызванных
необходимостью снижения индуктивностей выводов и улучшения условий теплоотдачи.
Мощные многоэмиттерные транзисторы изготавливаются |
по весьма сложной технологии, что приводит к их высокой
стоимости. Основной проблемой дальнейшего развития мощных транзисторов является повышение надежности работы, ,
так как выход из строя хотя бы одной эмиттерной ячейки
делает транзистор негодным.
В мощных транзисторах невозможно осуществить резервирование эмиттерных ячеек.
Наиболее новым направлением следует считать включение многоэмиттсрного транзистора непосредственно в интег р а л ь н у ю твердую схему, причем и транзисторная структ у р а , и пассивные элементы схемы (резисторы, конденсаторы и т. п.) изготовляются на одной подложке, образуя един у ю систему усилителя.
Глава
IX
УПРАВЛЕНИЕ КОЛЕБАНИЯМИ В РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
§ 41. А М Л И Т У Д Н А Я М О Д У Л Я Ц И Я .
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Высокочастотный ток ("А, вырабатываемый передатчиком, характеризуется тремя основными параметрами —
амплитудой / А т , фазой а и угловой частотой со:
/А =
/А
т COS ср =
/Д
Т
COS
(сOt + ф 0 ),
(120)
где фо — начальная фаза.
ч М о д у л я ц и я тока осуществляется изменением его амплитуды (AM), частоты (ЧМ) или фазы (ФМ).
В современных передатчиках, как правило, используются комбинированные методы амплитудной модуляции, при
которых принудительно или автоматически изменяются
н а п р я ж е н и я на двух и более электродах лампы или транзистора модулируемого усилителя.
Классические методы простой модуляции, когда модулирующим фактором является напряжение только одного электрода, используются в настоящее время очень редко, 1ак
как имеют более низкие энергетические показатели, чем
комбинированные.
282
Модуляция называется комбинированной сеточной, если
в ее процессе изменяются напряжения на одной или нескольких сетках лампы генератора при постоянн. м анодном на
пряжении, и анодной, если изменяется и анодное напряжение.
Технические показатели амплитудной модуляции. Г л у бина модуляции. При амплитудной модуляции амплитуда
высокочастотного тока меняется по закону управляющего
сигнала. Предположим, что модуляция осуществляется
тоном одной частоты при условии линейной зависимости
между амплитудой тока и величиной модулирующего фактора, т. е. будем считать
/ т м = 1тЯ + A / m H cos Qt,
(121)
где
/ т М — амплитуда модулированного тока;
/ти —
амплитуда тока до модуляции; Л / т н — максимальное изменение амплитуды при модуляции; й — угловая частота
модуляции; t — время.
Режим, при котором модуляция отсутствует, называется режимом молчания или режимом несущей частоты.
Учитывая уравнение (121), модулированный ток можно
представить зависимостью
I'M = Um* (1 + т cos й/)] cos со/,
(122)
т —
— коэффициент глубины модуляции.
I шн
Современные передатчики позволяют осуществлять модуляцию глубиной до 90—100%.
Частотный состав модулированного колебания. Амплигудномодулированное колебание оказывается сложным; это
легко показать, преобразовав уравнение (122):
'м = L B cos <о/ + 0,5mImB cos (со 4- Й)/ +
+ 0,5mlтв
cos (со — й ) t .
(123)
Первое слагаемое уравнение (123) представляет незатухающие колебания несущей частоты, второе и третье —
незатухающие колебания
боковых
частот — верхней
(со + й ) и нижней (со — й ) .
Амплитуда боковых колебаний / т б = 0,5т/тп
зависит
от коэффициента глубины модуляции и амплитуды тока несущей частоты.
Реальный управляющий сигнал содержит большое число различных частот — гармонях (й,>
й г , . „ , й в ) , Так
как каждой гармонике при модуляции соответствуют две
боковые частоты, то модулированное колебание содержит
две полосы частот — верхнюю и нижнюю (рис. 115).
Л1ощность модулированного колебания. Различают среднюю мощность режимов: несущей частоты (мощность режима молчания) за период высокой частоты Р н ; при модуляции за период высокой частоты Р\ при модуляции за»период
низкой частоты Рт.
111
Рис.
115.
Частотный
11 1 И
спектр
11 1 1 1
амллитудномодулированных
д
колебаний.
Мощность режима несущей частоты Ра, развиваемая
в сопротивлении R, легко определяется по формуле
Р н = — / т и R.
При модуляции амплитуда тока меняется и соответственно изменяется средняя
мощность за период высокой
частоты.
Полагая, что из-за большого различия частот (со »
Я)
cos Q/ за период высокой частоты почти не меняется, получаем
Р = 0,5/тн (1 + т cos Qf)2R = Рв (1 + т cos Qt)2.
Мощность Р меняется в больших пределах. Наибольший интерес представляют максимальное и минимальное
значения мощности, когда
= Р н ( 1 + rn)2; Р т 1 а =
Р
в
(1-т)\
Режим, в котором мощность максимальна, называется
максимальным, пиковым или телеграфным.
Большой интерес представляет средняя мощность за период низкой частоты модуляции. Она не равна мощности
284
несушей частоты и называется телефонной. Ее можно определить сложением мощностей несущей и боковых частот:
Рт = Рв + 2Р0 - Р„ + 2 - L ( - L mlmB J 2 R - Р в (1 + 0,5т»),
где Рв — мощность боковой частоты.
При т = 100% телефонная мощность на 50% больше
мощности несущей частоты.
Радиотелефонный передатчик должен обеспечивать не
только кратковременную пиковую мощность, но и телефонную в течение длительного времени.
Искажения при модуляции. Д л я получения неискаженной модуляции необходимо, чтобы форма огибающей амплитуды тока в контуре и антенне полностью соответствовала
форме передаваемого модулируемого сигнала. При практическом осуществлении модуляции это соответствие часто
нарушается: появляются частотные и нелинейные искажения.
Частотные искажения заключаются в неравномерном
усилении различных составляющих спектра модулированных колебаний и появляются, когда сопротивление нагрузки усилителя или элементов, связанных с ней, зависит
от частоты. Поэтому нарушаются соотношения амплитуд
составляющих сигнала.
При модуляции частотные искажения вносятся низкочастотным трактом передатчика, куда входят усилители
низкой частоты (УНЧ) и микрофон, а т а к ж е модулятором
и усилителем мощности модулированных колебаний (если
модуляция осуществляется не в оконечном, а в предварительных каскадах усиления) и в некоторых случаях антенной.
Искажения, вносимые модулятором, появляются в том
случае, когда глубина модуляции зависит от частоты модулирующего колебания при постоянной его амплитуде.
В результате различной глубины модуляции для различных
звуковых частот при воспроизведении такого сигнала наблюдаются искажения тембра звука.
Другой причиной частотных искажений является неравномерность резонансной кривой анодного контура усилителя в пределах полосы пропускания.
Нелинейные искажения при модуляции имеют значительно большее значение, чем частотные. Они заключаются
в таком несоответствии форм огибающей и модулирующего
сигнала, при котором в составе огибающей появляются
новые частотные составляющие (гармоники), а в составе
модулированного колебания — новые боковые частоты, соответствующие этим гармоникам.
Нелинейные искажения возникают в том случае, когда
коэффициент глубины модуляции не прямо пропорционален амплитуде модулирующего колебания, т. е. когда
зависимость т = ф (U m n) при Q = const нелинейна. Такая зависимость называется амплитудной модуляционной характеристикой; по ней можно судить, при каком
Ш
м
w
Рис.
116.
Схема
сеточной
модуляции
смещением.
значении амплитуды модулирующего напряжения появляются нелинейные искажения и каким будет коэффициент
глубины модуляции.
О нелинейных искажениях также судят по статической
модуляционной характеристике, представляющей зависимость амплитуды тока в контуре или / а 1 от амплитуды модулирующего напряжения.
Статическая модуляционная характеристика снимается
при отсутствии модуляции и не учитывает влияния боковых
частот, для которых анодный контур несколько расстроен.
В современных передатчиках при правильном выборе
режима модуляции нелинейные искажения бывают небольшими (в радиовещательных передатчиках — до 2—3%,
в передатчиках коммерческой радиосвязи, в том числе и судовых, — до 8—10%).
Сеточная модуляция смещением и усиление амплитудномодулированных колебаний. Принципиальная схема сеточной модуляции смещением приведена на рис. 116.
Напряжение смещения на управляющей сетке лампы усилителя меняется с частотой модуляции, амплитуда же напряжения возбуждения остается постоянной. Низкочастот286
нов напряжение подается на сетку лампы от источника напряжения uq, например от микрофона, который связан
с цепью трансформатором. Таким образом, при модуляции
на участке сетка — катод действует постоянное по амплитуде напряжение возбуждения ugl, постоянное начальное
смещение — Egl,
и переменное смещение иа.
Режим работы модулируемого усилителя и модуляционные
характеристики. Из диаграммы работы
ламны усилителя в режиме I рода (рис. И , а) видно, что в данном режиме
модуляция вообще невозможна, так как амплитуда первой гармоники не
зависит от смещения, которое в этом случае меняет
только постоянную составляющую тока.
В режиме II рода (рис.
11, г, д) изменение смещения Ея, приводит к изменению высоты
импульса
i a т а х , причем меняются
угол отсечки И амплитуда
Р и с . 117. М о д у л я ц и о н н ы е х а р а к т е первой гармоники / а , , так
р и с т и к и у с и л и т е л я при р а з л и ч н ы х
u-jw
—
— rn (F
\
нагрузках
и
зависимости
/&0=
как /1а , —
a t a max—
Ф
= ф(Е
,)<
Д л я того чтобы указана — реальные; 6 — идеализированные,
ная зависимость стала линейной, форму импульса тока в процессе модуляции необходимо сохранить неизменной. Это возможно только в недонапряженном режиме. При переходе в перенапряженный
режим форма импульса меняется в зависимости от напряженности режима, который при постоянном возбуждении
определяется смещением. Изменение формы импульса приводит к значительным нелинейным искажениям.
Статическая модуляционная характеристика (рис. 117),
а также зависимость постоянной составляющей анодного
тока от смещения при больших отрицательных смещениях
нелинейная из-за наличия нижнего криволинейного участка
характеристики лампы. Высота импульсов тока на этом
участке растет не прямо пропорционально смещению,
а значительно быстрее (примерно квадратично), затем нелинейный участок модуляционной характеристики переходит в линейный, что указывает на использование линейной части характеристики лампы, и, наконец, при переходе
к насыщению модуляционная характеристика опять будет
нелинейной.
Аналогично изменяется и постоянная составляющая
гока. В большинстве случаев можно считать, что максимум
модуляционной характеристики соответствует критическому режиму. Чем больше эквивалентное сопротивление контура, тем положе динамическая характеристика лампы, а
тем самым и модуляционная характеристика. При этом величина | Eg,шах 11 соответствующая критическому режиму,
будет больше для сохранения соотношения eg, m a x и ва m l D
критического режима.
В технических расчетах можно пользоваться спрямленной идеализированной характеристикой (рис. 117, б),
не учитывая нижнего криволинейного участка. Однако
нужно брать не всю характеристику от максимального значения до нуля, а ее участок от максимального значения
до точки, соответствующей переходу на нижний криволинейный участок, для которой смещение будег минимальным.
Смещение в режиме несущей частоты E g t n следует выбирать в середине линейного участка. Тогда вся работа
при модуляции будет происходить в недонапряженном
режиме при смещениях от — E g l m i n до — E g l m a x и амплитуда напряжения модуляции будет равна:
UmQ
= 0 , 5 ( | Egt
mln
\ — \Etl
| ).
шах
(124)
Энергетические соотношения при модуляции смещением.
Режим максимальной мощности характеризуется максимальными значениями тока в лампе. Принимая модуляционную характеристику и зависимость постоянной состав'
ляющей от смещения линейными, можем считать, что коэффициент глубины модуляции тока
т = Д / а , / / а , н « Д/а,//а.н.
Токи и мощности будут выражаться уравнениями:
^ а , т а х = / а , н + Д/а 1 = /а 1 н(1 + т ) )
/а. тах = 'а<,н+Д/а. = /а0 н ( Ц - Ш ) J '
Лпах = 0 , 5 / ! i r a a x Я = Р н ( 1 + т ) г ;
Л, max ~ ^а ^а0 max
=
0
т
)-
(125)
(126)
(127)
Из уравнений (125)—(127) видно, что полезная и подводимая мощности изменяются по-разному: при т = 100%
полезная мощность увеличивается в четыре раза по сравнению с режимом несущей частоты, а подводимая — только
в два. Это приводит к увеличению к, п. д. и уменьшению
мощности потерь на аноде в режиме максимальной мощности:
W
=
= I s - О + ту= ты (I + ту,
"о шах
^ э mai ~
'он
max
^max
=
^max (
\
Tlmax
]•
/
(128)
(129)
Режим максимальной мощности выбирается
критическим, и номинальная мощность лампы усилителя должна обеспечить мощность максимального режима
Рц ^
> Лпах ~ 4 Р а .
В телефонном режиме, т. е. во время модуляции, происходит непрерывное изменение угла отсечки, коэффициента
использования а н о д н о г о . н а п р я ж е н и я , токов лампы, мощностей и к. п. д.
Если полезная мощность в этом режиме увеличится
в (1 + 0,5/п 2 ) раз:
Р т = Р н (1 + 0 , 5 т 2 ) ,
то подводимая мощность Р 0 т не изменится, так как она
пропорциональна первой степени постоянной составляющей тока /а 0 , которая меняется от /а 0 тах До /a <m i„ и среднее значение которой за период низкой частоты будет постоянным:
'а„ор
=
^а, и! P q t
=
Е&!а 0 ср
=
=
Рца-
К. п. д. увеличится:
Чт = Рт'Рот = РН (1 + 0 , 5 т 2 ) / Р 0 н = Лн (1 + 0,5/п 2 ).
Таким образом, модуляция смещением происходит при
переменном к. п. д. Если принять, что в режиме максимальной мощности можно получить к. п. д. порядка
70%, то в режимах несущей частоты и телефонном при среднем m да 0,3 к. п. д. окажется низким — порядка 5 4 % .
Низкий к. п, д. — крупный недостаток этого вида модуляции.
Ю Зак. 249
289
При расчете усилителя задается мощность в режиме
несущей частоты Р„ и коэффициент глубины модуляции т .
Расчеты потерь на аноде лампы при сеточной модуляции
смещением показывают, что в режиме несущей частоты
мощность потерь на аноде будет больше, чем в максимальном
на 25—30%.
Цепь сетки усилителя." В режиме несущей частоты сеточный ток появляется при положительном напряжении
на сетке и среднее значение тока / g l 0 H постоянно.
В телефонном режиме амплитуды высокочастотных импульсов сеточного тока изменяются со звуковой частотой,
а в момент, когда амплитуда возбуждения окажется равной смещению, произойдет отсечка сеточного тока и ре- 1
зультирующее напряжение на сетке окажется отрицатель- 1
пым.
Это приводит к тому, что изменения постоянной составляющей тока сетки будут носить импульсный характер.
Среднее значение тока при модуляции / g l = больше,
чем в режиме несущей частоты. При наличии в цепи сетки
активного сопротивления R S l на нем создается дополнительное смещение
Аиа = — R t b ( / g l = — / § | П „), которое
сдвигает начальную точку модуляционной характеристики
влево, что приводит к нелинейным искажениям и уменьшению мощности несущей частоты. По этой причине включать
активное сопротивление в цепь постоянной составляющей
сеточного тока при модуляции смещением не рекомендуется.
Нелинейный характер цепи сетки усилителя и обусловленный им импульсный характер постоянной составляющей сеточного тока приводят к появлению гармоник звуковой частоты. Гармоники, проходя по выходному сопротивлению модулятора, вызывают на нем падение напряжения, которое, накладываясь на напряжение основной
частоты, искажает его форму, в результате чего появляются
нелинейные искажения и в огибающей высокочастотного
тока модулируемого усилителя. Д л я снижения искажений
необходимо, чтобы выходное сопротивление модулятора
было как можно меньше.
Нагрузкой модулятора является входное сопротивление
цепи сетки модулируемого усилителя по низкой частоте.
Входное сопротивление слагается из активной и емкостной
составляющих.
Активное входное сопротивление оказывается наименьшим в момент максимума постоянной составляющей сеточного тока:
ra B X m l n = U m a / / g l 0 т а х ,
и
модулятор
290
должен обеспечить необходимую мощность именно в этом
наиболее неблагоприятном для него режиме:
Ра шах — Um al2rQKX
Шш-
0|5t/ma
/gl е
тах.
Если в схеме модулятора имеется активное сопротивление нагрузки г а , то при расчете мощности следует учесть,
что оно подключено параллельно г ц В 1 и
Ра шах = — Um Q {
2
\
г,
Ь—
S3 u x m i ' i
^ .
}
Реактивная составляющая
входного сопротивления для
токов низкой частоты носит
емкостный характер и определяется в основном блокировочными емкостями цепи
сетки, так как сопротивление
катушек связи и дросселей
высокой частоты для этих токов ничтожно мало. Входная
емкость С я в 1 зависит от схемы питания сетки. Например,
в схеме
последовательного
питания (рис. 116) С а , х »
да С Б Л , а в схеме
параллельного питания (рис. 118)
р и с . 118. Схема сеточной моду.
C Q
ляции
в х
да
С(5Л
- г
C g
t
.
Э т а
е м -
смещением:
параллель-
кость может явиться источчая
с трансформатором,
ником искажений для верхних звуковых частот.
Схемы модуляции смещением. В схеме сеточной модуляции используется реостатный или трансформаторный модулятор, В маломощных передатчиках модуляция производится от микрофона через модуляционный трансформатор.
На рис. 116 и 118 представлены схемы с трансформаторным модулятором при последовательном и параллельном
питании сетки. Как указывалось выше, активное сопротивление в цепи постоянной составляющей сеточного тока
должно быть как можно меньше, поэтому источник исходного сеточного смещения должен иметь малое внутреннее
сопротивление.
На низких частотах емкости С б л и Cg, (в параллельной
схеме) шунтируют вторичную обмотку трансформатора
и выбираются (как и L6a в параллельной схеме) с учетом
10*
291
допустимых частотных искажений. В то же время для токов
высокой частоты сопротивление емкостей должно быть малым, а сопротивление дросселя — большим, В этих схемах
для снижения нелинейных искажений в модуляторах следует применять триоды с малым Rt. Д л я большего снижения
Ri первичную или вторичную обмотку модуляционного
трансформатора можно шунтировать активным сопротивлением, но тогда потребуется большая мощность модулятора.
Расчет модулятора выполняется так же, как усилителя
низкой частоты, с учетом входного сопротивления сетки
модулируемого усилителя.
Усиление
амплитудномодулированных
колебаний.
При усилении модулированных колебаний на сетку лампы
усилителя подается модулированное напряжение возбуждения, смещение же остается постоянным.
В передатчиках большой мощности модуляция в выходном усилителе часто бывает невыгодной из-за необходимости иметь мощный модулятор. Поэтому модуляцию
осуществляют в одном из предварительных усилителей,
а затем модулированные колебания усиливают.
Судить о процессах, происходящих в усилителе модулированных колебаний, можно по колебательной характеристике, которая представляет зависимость первой гармоники анодного тока от амплитуды возбуждения.
Форма характеристики зависит от режима работы и угла
отсечки. На рис. 119, а приведены колебательные характеристики для режимов I рода (кривая /), II рода при 0 = 90°
(кривая 2) и при 0 < 90° (кривая 5).
В недонапряженном режиме форма характеристик близка к линейной, и амплитуда возбуждения в режиме несущей частоты должна выбираться на средней части линейного
участка характеристики. Д л я уменьшения искажений необходимо также, чтобы форма огибающей амплитуды первой гармоники анодного тока соответствовала форме огибающей амплитуды возбуждения на сетке, поэтому коэффициенты глубины модуляции в цепи сетки и в цепи анода
должны быть пропорциональны, т. е. m a = amgl, где а —
коэффициент пропорциональности.
В зависимости от величины а возможны случаи увеличения (а > 1) или уменьшения (а < 1) глубины модуляции.
При а = 1 глубина модуляции в сеточной и анодной цепях
не меняется.
Наименьшие искажения наблюдаются при 0 = 90°;
Б этом случае а — 1 и та = mgl (рис, 119, б).
592
При © < 90° характеристика начинается не из начала
и имеет нижний нелинейный участок, так как
с изменением U m g l меняется не только высота импульса
I
., но и угол отсечки (последний не изменялся в предыдущем случае). Такой режим усиления сопровождается
искажениями (рис. 119, в). Преимущество работы с углом
к 0 0 рдинат
Рис.
119.
Колеба)ельные
рактеристики
при
модулированных
ха-
усилении
колебаний:
a — при различных углах отсечки Н; б — при Я - 9 0 " ; в — ирн
в <90°.
отсечки 0 < 90° заключается ь возможности углубления
модуляции, -Расчеты показывают, что при 0 = 80° та да
да l,4m g l , а при 0 = 70° т а да 2 m g t .
А н о д н а я м о д у л я ц и я . Основной особенностью анодной
модуляции по сравнению с сеточной является необходимость
иметь большую мощность модулятора.
При анодной модуляции напряжения возбуждения и
смещения остаются постоянными, а анодное изменяется
со звуковой частотой:
=
£ан
+
UmQ
COS
Q(
=
£
а н
(I
+
Ш
COS
Qt),
где £ а н _ исходное анодное напряжение в режиме несущей частоты;
UMA — амплитуда модулирующего напря293
жения;
m=Uma/Ea
глубины моду|
н — коэффициент
ции анодного напряжения.
При линейной модуляции амплитуда первой гармони
анодного тока и амплитуда тока контура меняются п р о п в
ционально изменению анодного напряжения и их глубиЩ
модуляции будет такой же, как и у анодного напряж!
т. е.
/а, =
/а, н +
А / а , COS Q f =
/ а , „ (1 +
ГП COS Ш ) ,
/к, = / к , H + A / K l c o s Q/ = / K l н(1 - f m c o s Q/),
Д
m =
Eа н
l
'а,
а,
l
н
А'к,
'к,н
'mQ
Iа
0
н
и постоянная составляющая анодного тока также 6vi
изменяться:
/а0 =
/а0 н +
/ т о COS Ш =
/ а „ н (1 +
ГП COS Q / ) ,
где I m Q — амплитуда тока низкой частоты, проходящ
в цепи лампы усилителя при модуляции.
Режим работы модулируемого усилителя и модул;
ционные характеристики. Анодная модуляция, как и о
точная, возможна только в режиме II рода. В режиме I pi
да при изменении Е& изменяется только постоянная соста:
ляющая анодного тока, амплитуда первой гармоники си
тается постоянной.
В режиме II рода, когда наблюдается отсечка анодно;
тока, при изменении Ел смещается динамическая характ
ристика и изменяются нижний угол отсечки анодного TOI
© и высота импульса, а следовательно, и / а , .
Модуляция будет тем эффективнее, чем сильнее анодно
напряжение влияет на положение характеристики лампь
и форму импульса.
В недонапряженном режиме анодное напряжение слаб<
влияет на анодный ток и эффективная модуляция затру,
нительна. В перенапряженном режиме изменение анодног
напряжения приводит к резким изменениям формы и
соты импульса анодного тока — появляется провал в нм
пульсе. В результате меняются амплитуда первой гарм<
ники и постоянная составляющая анодного тока.
Модуляционная характеристика (рис. 120) в перен
пряженном режиме почти на всем протяжении изменени
Е я оказывается достаточно линейной, за исключение
небольшой выпуклости при малых Е а , вызванной нека
294
опым увеличением коэффициента использования анодного
напряжения и нелинейного участка при переходе в недонапряженный режим. Примерно такой же вид имеет и зависимость
/а. = • Фх ( Е а ) -
При работе модулируемого усилителя с автоматическим
смещением в цепи сетки по мере уменьшения анодного тока
возрастает сеточный ток и начальное отрицательное смещение E g t = — f g l 0 R g Н а ч а л ь н а я рабочая точка пере,
ходит влево, что приводит к
уменьшению угла отсечки и
высоты импульса. Деформация импульса анодного тока
происходит менее резко. Модуляционная характеристика
оказывается более линейной,
и ее вполне можно заменить
прямой линией. Автоматическое смещение облегчает режим работы цепи сетки, т а к
как увеличение смещения при
больших токах сетки стаби- Р и с . 1 2 0 . М о д у л я ц и о н н ы е х а лизирует этот ток и умень- р а к т е р и с т и к и п р и а н о д н о й м о шает мощность потерь сеточдуляции.
ной цепи.
Д л я неискаженной анодной модуляции режим максимальной мощности, соответствующий верхней используемой
точке характеристики, следует выбрать критическим. Тогда
в процессе модуляции модулируемый усилитель будет
работать на линейном участке характеристики. Режим
[Несущей частоты установится в средней части линейного
участка и будет перенапряженным. Такому режиму соответствует исходное напряжение Е а п . Амплитуда модулирующего напряжения будет равна разности максимального
и исходного анодных напряжений (рис. 120):
итй — Еа
гаах
Еа в.
Режим максимальной мощности при анодной модуляции
уже не будет телеграфным, как при сеточной, поскольку
ему соответствует не исходное, а максимальное анодное
напряжение:
£ а max =
^ав О +
т).
Ч т о б ы т е л е г р а ф н ы й р е ж и м (при исходном анодном
п р я ж е н и и £ а н ) с т а л к р и т и ч е с к и м , а не п е р е н а п р я ж е н а
необходимо при переходе к т е л е г р а ф н о й работе переве
м о д у л и р у е м ы й у с и л и т е л ь из п е р е н а п р я ж е н н о г о режиц!
D к р и т и ч е с к и й , с о х р а н и в значение исходного а н о д н о г о н |
п р я ж е н и я . Это о с у щ е с т в л я е т с я уменьшением с в я з и лап
с к о н т у р о м или увеличением с в я з и п р о м е ж у т о ч н о г о конту
с антенной (в выходных у с и л и т е л я х ) .
Энергетические с о о т н о ш е н и я при а н о д н о й модуля ци
Р а с с м о т р и м энергетические соотношения в модулируел
усилителе, п о л а г а я зависимости / а , = <p (£ а )'> I а0 =
линейными и п р и н и м а я анодное н а п р я ж е н и е в режш)
несущей частоты р а в н ы м н о м и н а л ь н о м у н а п р я ж е н и ю
пы. В р е ж и м е м а к с и м а л ь н о й мощности:
J
a max
"а н *
,(1 + т )
^а, max =
/а„тах = ^а 0 В (1 + т ) .
(13d
О п р е д е л и м мощности в этом р е ж и м е :
Ро max ~ Е-л m a x /а 0 max ~ Р«н (1 "Ь т ) 2
_1
Ртах ——II, a, max ^ э — ^н (1 + т f
2
(131)
_р
_ р
/1.
'Р a max — 'РОтах
max ' ан V1 -mf
К- п. д. усилителя
Лп
:
max' r 0 max
Ртах!Р^
'^ц/^Он —т1н = т1-
(1321
У р а в н е н и я (130) и (132) п о к а з ы в а ю т , что к. п. д. моду
л и р у е м о г о у с и л и т е л я в р а з л и ч н ы х р е ж и м а х не меняется
Р а б о т а с постоянным к. п. д. — в а ж н о е преимуществе
анодной м о д у л я ц и и по с р а в н е н и ю с сеточной, причем из-зг
у в е л и ч е н и я коэффициента и с п о л ь з о в а н и я анодного н а п р я
ж е н и я ( | = 0 , 9 5 — 1 ) к. п. д. п о л у ч а е т с я более ВЫСОКИЙ
(г|да0,7—0,8), чем в м а к с и м а л ь н о м р е ж и м е при сеточно!
м о д у л я ц и и (^даО.б—0,7).
Л а м п а у с и л и т е л я д о л ж н а обеспечить мощность в мак
сималыюм режиме
PN (1 + т ) > Р
ш а х
=
Р н (1 +
т)\
П о этой мощности в ы б и р а ю т л а м п у и о п р е д е л я ю т
н о м и н а л ь н у ю мощность
PN > Р н (1 + т) да 2 Р „ .
ее
Таким образом, номинальная мощность лампы при
анодной модуляции оказывается вдвое меньше, чем при
сеточной (при одинаковой мощности несущей частоты).
Определим мощность в телефонном режиме. П о л е з н а я
мощность слагается из мощности несущей частоты и боковых частот:
+ 2 Р с = Рв + 0 , 5 m 2 P „ = Ри (1 + 0 , 5 т 2 ) ,
Рт = рн
подводимая
мощность
р
т,г\т = РЯ (1 + 0,5m 2 )/r] x = Р0а (1 +
Рог =
0,5т2),
так как % — Лтах = Ли = ЦВ то же время общая мощность, потребляемая усилителем, слагается из мощности, потребляемой от источника
постоянного анодного н а п р я ж е н и я , и мощности, подводимой модулятором:
Ро Т~ Ро H~l~ Pq —Pq „ + 0 , 5 f / m £ 2 ImQ.
Сравнивая уравнения P 0 т , видим, что Ра — 0 , 5 f / m n ImQ —
= 0,5m 2 Р 0 п , при m = 100% и tiH = г\ = 0 , 7 — 0,8 Рц =
= 0,5Р О н = 0,5Р н /т] да 0,7Р Н , т. е. полезная мощность модулятора должна составлять приблизительно 70% мощности модулируемого усилителя в режиме
несущей
частоты.
Определим потери на аноде в телефонном режиме. Ввиду
того что к. п. д. усилителя при модуляции не меняется,
подводимая мощность при увеличении полезной за счет
мощности боковых частот возрастает у ж е за счет мощности
модулятора. Потери на аноде увеличиваются на Д Р а =
= 0 , 5 т 2 Р а н и будут равны:
Ра
т
= Р0 Т - Р
Т
= Р 0 п (1 + 0 , 5 т 2 ) — Р и (1 + 0 , 5 т 2 ) =
= Р а н ( 1 + 0,5т2),
при m =
Ра
100%
Т
да 1 , 5 Р а „ = 1 , 5 Р „ (1 -
riJ/T! да 0 , 6 Р „ ,
т. е. на 50% больше, чем в режиме несущей частоты.
Телефонный режим — наиболее т я ж е л ы й для анодов
ламп, поэтому лампы проверяют на максимальную мощность
рассеяния в этом режиме (а не в несущем) по формуле
Ра т ^
0,6PU
Р а доп*
Максимальная мощность потерь наблюдается в р е ж ^ И
максимальной мощности
РА
ША* =
РАН (1 +
Т)I2 ДА 4 Р А Н
да
1,7РН
(эта мощность не опасна для лампы, так как выделяется 1
аноде в короткие промежутки времени).
Таким образом, мощность, подводимая модулятором
расходуется на создание боковых частот и дополнительна
потери на аноде. Действительно, сумма указанных м о я
ностей равна мощности модулятора:
2 Р б + Д Р а = 0,5т2Рн
+ 0,5т2Ран =
= 0 , 5 т 2 (Рн + Ран) = 0,5m 2 Р 0 п = Р 0 .
Чем выше к. п. д. усилителя, тем большая часть эне]
гии модулятора затрачивается на создание боковых ча
тот и меньшая часть идет на увеличение потерь. Данн<
явление принципиально отличает анодную модуляци
от сеточной.
При сеточной модуляции мощность боковых частот со
дается не за счет энергии модулятора, а за счет разгрузи
анода лампы усилителя. Поэтому мощность потерь в тел
фонном режиме при сеточной модуляции меньше, чем в р
жиме несущей частоты.
Работа модулятора при анодной модуляции. Модулято
является усилителем низкой частоты и должен работат
с минимальными нелинейными искажениями.
При работе модулятора в режиме I рода к. п. д. оказь
вается низким и мощность потерь на аноде резко возрастаем
Максимальные потери на аноде модулятора Р А Я наблк
даются при отсутствии модулирующего напряжения н;
сетке лампы, когда РЙ = 0 и вся мощность, подводимая
к анодной цепи, затрачивается на аноде лампы.
Расчеты показывают, что в этом случае при наиболее
вероятных к. п. д. ЦЙ = 0,25, г| = 0,7 и т = 1
Р а й — Рой ~ 6 Р а
н.
Мощность Р а й оказывается чрезмерно большой. В слу
чае выбора лампы модулятора на ту же номинальную мош
ность, что и усилителя, приходится использовать несколь
ко ламп модулятора, а это невыгодно.
При работе модулятора в режиме II рода условия ра
боты лампы будут менее тяжелыми. В этом случае
Рай = Р„Q -
Р й = Р й (1 — Т1о)/Ча.
ч в т я я в это у р а в н е н и е з н а ч е н и е РQ, в ы р а ж е н н о е
мощность потерь в телефонном р е ж и м е при т = 1 и
че
Р ° Q 7 получаем Р а а & Р а т (1 — ЛоУчо.
11
Когда к. п. д. м о д у л я т о р а в р е ж и м е II рода равен 5 0 % ,
Т
° Таким образом, потери на а н о д а х л а м п м о д у л я т о р а и
итителя р а в н ы , что п о з в о л я е т и с п о л ь з о в а т ь в н и х одинаковое число л а м п . Н е д о с т а т к о м м о д у л я т о р а , р а б о т а ю щ е г о
в режиме II рода, я в л я е т с я б о л ь ш о й у р о в е н ь н е л и н е й н ы х
искажений,
однако
при
использовании в модуляторе
д в у х т а к т н о й схемы
искажения резко снижаются.
Нагрузкой модулятора
служит
сопротивление
анодной цепи
усилителя
току з в у к о в о й частоты, которое м о ж н о с ч и т а т ь чисто а к т и в н ы м и равным сопротивлению у с и л и т е л я постоянному т о к у :
Uт Q
"
г
, а
а
»
°
.
н
Рис.
_
ции
u
121.
с
анодной
модуля-
трансформаторным
т
^
тором.
Схема
модуля-
Схемы анодной модуляции. Анодная м о д у л я ц и я
осуществляется в выходных у с и л и т е л я х передатчиков. В п е р е д а т ч и к а х малой и
средней мощностей ш и р о к о и с п о л ь з о в а л и с ь схемы с однотактными т р а н с ф о р м а т о р н ы м и м о д у л я т о р а м и , р а б о т а ю щ и м и
в р е ж и м е I рода. Эти схемы в н а с т о я щ е е в р е м я почти не
п р и м е н я ю т с я . В п е р е д а т ч и к а х б о л ь ш о й мощности ш и р о к о е
р а с п р о с т р а н е н и е п о л у ч и л и схемы с д в у х т а к т н ы м и модул я т о р а м и , р а б о т а ю щ и м и в р е ж и м е II рода.
Недостаток т р а н с ф о р м а т о р н о й схемы (рис. 121) — в наличии п о д м а г н и ч и в а н и я обмоток м о д у л я ц и о н н о г о трансформатора постоянными с о с т а в л я ю щ и м и анодного т о к а модул я т о р а и у с и л и т е л я , что т р е б у е т у в е л и ч е н и я сечения сердечника т р а н с ф о р м а т о р а .
М о д у л я ц и о н н ы й т р а н с ф о р м а т о р , и с п о л ь з у е м ы й в этой
схеме, я в л я е т с я источником частотных и с к а ж е н и й , которые о п р е д е л я ю т с я , к а к в обычном т р а н с ф о р м а т о р н о м уси-
лителе низкой частоты. Кроме того, индуктивность рассеЯ
ния искажает форму выходного напряжения и я в л я е т е
источником дополнительных нелинейных искажений. G J H
дователыю, модуляционные трансформаторы должны облЯ
дать возможно меньшей индуктивностью рассеяния.
Я
Комбинированная анодная модуляция усилителей м о Д
ности на триодах. В процессе анодной модуляции п р о и с х я
дит перераспределение суммарного тока менаду анодом Я
управляющей сеткой и с увеличением перенапряженное™
режима увеличивается ток управляющей сетки, что п р и
водит к ее перегрузке. По этой причине в современны!
схемах передатчиков простая анодная модуляция ( п р |
постоянных н а п р я ж е н и я х смещения и возбуждения) на
применяется. В настоящее время используют только комбинированные методы модуляции с автоматическим измене-:
нием напряжений в цепи сеток.
К методам комбинированной анодной модуляции отно-1
сится
схема
автоанодной
модуляции,
предложенная
Н. Г. Кругловым в 1943 г. В настоящее время она широкс
используется как в мощных радиовещательных передатчи
ках, так и в передатчиках средней мощности.
Опыт показал, что переход на автоанодную модуляцию
позволяет увеличить мощность в антенне на 70—100% и
повысить промышленный к. п. д. до 35—40% при сохранении электроакустических показателей передатчиков нг
допустимом уровне.
Принцип автоанодной модуляции заключается в том]
что в мощном модулируемом усилителе происходит одновременное изменение анодного напряжения, амплитуды напря
жения возбуждения и сеточного смещения, причем ампли
туда напряжения возбуждения и анодное напряжение изме
няются синфазно, а смещение на сетке — противофазно.
В результате такого воздействия на лампу происходят синфазные изменения амплитуды первой гармоники анодного!
тока и анодного напряжения, т. е. анодная модуляция.1
В качестве примера рассмотрим работу упрощенной]
принципиальной схемы автоанодной модуляции (рис. 122)1
В этой схеме предварительный усилитель, построенный н а |
лампе Лъ
подвергается сеточной модуляции смещением,;
поэтому напряжение возбуждения выходного усилителя
оказывается модулированным.
]
В цепи сетки и анода выходного усилителя на лампе
Л 2 включены модуляционные дроссели L j и L 2 , обладающие большой индуктивностью. Выходной усилитель работает
300
п е р е н а п р я ж е н н о м р е ж и м е с углом отсечки анодного тока
© = 120—140° и коэффициентом и с п о л ь з о в а н и я анодного
напряжения 1 = 1 .
Изменение а м п л и т у д ы н а п р я ж е н и я в о з б у ж д е н и я в т а к т
с частотой м о д у л я ц и и вызывает изменение постоянной сост а в л я ю щ е й сеточного тока I g l 0 выходного у с и л и т е л я . Н а
дросселе L x в о з н и к а е т д о п о л н и т е л ь н о е н а п р я ж е н и е смещения, противофазное изменениям в ы з в а в ш е г о его т о к а
/
Д о п о л н и т е л ь н о е н а п р я ж е н и е смещения будет измев
Рис.
122.
Схема
автоанодной
модуляции.
нять угол отсечки Э анодного т о к а , причем увеличение
амплитуды н а п р я ж е н и я
Umgl
и
тока I g l 0
приведет
к у м е н ь ш е н и ю смещения и угла отсечки, а у м е н ь ш е н и е
UMGL и / g l 0 — к у в е л и ч е н и ю с м е щ е н и я и у г л а отсечки.
Изменение у г л а отсечки вызывает изменения с о с т а в л я ю щей анодного тока / а „ и приводит к п о я в л е н и ю на анодном
дросселе д о п о л н и т е л ь н о г о а н о д н о г о н а п р я ж е н и я , противофазного изменениям / а „, т. е. н а х о д я щ е г о с я на ф а з е с изменениями а м п л и т у д ы н а п р я ж е н и я в о з б у ж д е н и я . В результате изменения анодного н а п р я ж е н и я в п е р е н а п р я ж е н н о м
р е ж и м е изменится а м п л и т у д а первой г а р м о н и к и анодного
тока, т. е. произойдет м о д у л я ц и я .
П р е и м у щ е с т в а схемы автоанодной м о д у л я ц и и з а к л ю ч а ются в в о з м о ж н о с т и з н а ч и т е л ь н о с н и з и т ь мощность предоконечного у с и л и т е л я и мощность м о д у л я т о р а п р и сохранении основного п р е и м у щ е с т в а анодной м о д у л я ц и и —
высокого и постоянного к. п. д.
К недостаткам а в т о а н о д н о й м о д у л я ц и и о т н о с я т с я значительные и с к а ж е н и я м о д у л я ц и о н н о й х а р а к т е р и с т и к и и
в ы з в а н н а я этим несимметрия м о д у л я ц и и . Д л я у с т р а н е н и я
недостатков включают спепиальные компенсирующие лампы'
и применяют схемы отрицательной обратной связи П о следние исследования п о к а з а л и , что использование глубок
кой о т р и ц а т е л ь н о й обратной с в я з и позволяет снизить иска
ж е н и я и упростить схему.
М о д у л я ц и я в усилителях мощности на тетродах и пе
тодах. Сеточная м о д у л я ц и я смещением. Сеточная модул
ция смещением в тетродах и пентодах происходит так ж
как и в триодах. Все выводы и расчеты, приведенные дл
триодов, справедливы и в данном случае.
Мощность модулятора при модуляции в усилителях
на тетродах и пентодах меньше, чем в усилителях на триод а х , из-за меньшего тока управляющей сетки.
П р и модуляции на у п р а в л я ю щ у ю сетку в экранированных л а м п а х цепь экранной сетки должна иметь небольшое
сопротивление низкочастотной составляющей экранного
тока, которая появляется при модуляции.
В противном случае н а п р я ж е н и е на экранной сетке будет изменяться со звуковой частотой, что приведет к некоторой демодуляции. По этим соображениям гасящее сопротивление в цепи экранной сетки д о л ж н о быть малым или
э к р а н н у ю сетку следует питать от потенциометра с небольшим сопротивлением.
Анодно-экраниая модуляция. Простая анодная модуляция в усилителях на тетродах и пентодах обычно не применяется, так как она протекает со значительными токами
экранной сетки, приводящими к перегрузкам последней.
С целью устранения перегрузки экранной сетки применяют комбинированные методы анодной модуляции, когда
анодная модуляция дополняется модуляцией по экранной и
у п р а в л я ю щ е й сеткам.
Следует отметить, что наличие автоматического смещения в цепи управляющей сетки слабо влияет на форму
модуляционной характеристики (из-за малой величины токов этой сетки) и с л у ж и т в основном для предохранения
этой сетки от перегрузки, поэтому комбинированную анодн у ю модуляцию обычно называют анодно-экранной. Ее
целесообразнее осуществлять в недонапряженном режиме,
близком к критическому.
Различают два типа анодно-экранной модуляции: автоматическую с гасящим сопротивлением в цепи экранной
сетки при ее автономном питании и принудительную,
когда на эту сетку подается часть модулирующего напряжения.
В процессе автоматической м о д у л я ц и и наличие автома
тического смещения э к р а н н о й сетки о г р а н и ч и в а е т ее потери и с п р я м л я е т м о д у л я ц и о н н у ю х а р а к т е р и с т и к у , к о т о р а я
[Ю форме будет
близка к характеристике
анодной
модуляции.
В процессе п р и н у д и т е л ь н о й м о д у л я ц и и у с т р а н я е т с я основной недостаток автоматической м о д у л я ц и и — необходимость у в е л и ч е н и я н а п р я ж е н и я источника э к р а н н о г о нап р я ж е н и я и б о л ь ш и е потери в г а с я щ е м с о п р о т и в л е н и и ;
кроме того, м о ж н о р а с ш и р и т ь пределы и з м е н е н и я э к р а н -
Рис.
123.
Схема
щим
принудительной
сопротивлением
анодно-экранной
в
цепи
экранной
модуляции
с
гася-
сетки.
ного н а п р я ж е н и я . М о д у л я ц и о н н а я х а р а к т е р и с т и к а в этом
режиме будет б л и з к а по форме к х а р а к т е р и с т и к е сеточной
м о д у л я ц и и смещением. В схеме п р и н у д и т е л ь н о й м о д у л я ц и и
можно осуществить т а к о й р е ж и м работы (переходный к автоматической), при котором м о д у л я ц и о н н а я х а р а к т е р и с тика о к а ж е т с я н а и б о л е е л и н е й н о й : это о б ъ я с н я е т с я к а к
влиянием на ее форму п е р е р а с п р е д е л е н и я с у м м а р н о г о тока
между э к р а н н о й сеткой и анодом (что х а р а к т е р н о д л я автоматической м о д у л я ц и и ) , т а к и п р я м ы м в л и я н и е м э к р а н
ного н а п р я ж е н и я (что х а р а к т е р н о д л я п р и н у д и т е л ь н о й мод у л я ц и и ) . Н а рис. 123 приведена схема с п р и н у д и т е л ь н о й
м о д у л я ц и е й . На э к р а н н у ю сетку подается часть н а п р я ж е ния через г а с я щ е е с о п р о т и в л е н и е Rgl.
П р и автоматической
м о д у л я ц и и г а с я щ е е с о п р о т и в л е н и е R g . подключается к плюсу источника п и т а н и я ( + Е я ) .
М о д у л я ц и я на з а щ и т н у ю сетку. М о д у л я ц и я на защитную сетку (рис. 124, а) о с у щ е с т в л я е т с я изменением н а п р я ж е ния этой сетки при п о с т о я н н ы х н а п р я ж е н и я х Egi,
Eg„
Vm Sl и £ а .
Увеличение н а п р я ж е н и я £ е ,
вызывает возрастание
токов защитной сетки, падение токов управляющей и экранной сеток и небольшое изменение анодного тока из-за
слабого в л и я н и я н а п р я ж е н и я Eg! на суммарный ток в недонапряженном режиме по экранной сетке. Очевидно у что
в таком режиме модуляция на з а щ и т н у ю сетку малоэффективна.
При увеличении отрицательного н а п р я ж е н и я — E g _
лампа переходит в перенапряженный режим (/ В з — 0)j
токи управляющей и экранной сеток увеличиваются, а анодный ток уменьшается и при некотором н а п р я ж е н и и
— E'gs лампа запирается и / а , = 0.
На рис. 124, б показаны зависимости токов в лампе от
н а п р я ж е н и я на защитной сетке. Зависимость / а , = <р (Eg3)
(рис. 124, в) является статической модуляционной х а р а к теристикой. М о д у л я ц и я на защитную сетку эффективно осуществляется в перенапряженном режиме по экранной сетке. М о д у л я ц и о н н а я характеристика оказывается достаточно линейной и при расчетах заменяется прямой.
Р е ж и м максимальной мощности выбирают при нулевом
или небольшом положительном н а п р я ж е н и и на защитной
и модуляция практически происходит без сеточных
тке
^ков'. В результате мощность, потребляемая от модулятора
Называется очень малой и модуляция часто осуществляет° • непосредственно от микрофона через микрофонный трансформатор. В этом преимущество данной модуляции по
сравнению с сеточной модуляцией смещением.
К недостаткам модуляции на защитную сетку относятся значительное отрицательное исходное
напряжение
— Ец,н и несколько большая мощность возбуждения (из-за
увеличения токов управляющей сетки).
Блокировочный конденсатор C g j может вызвать частотные искажения, поэтому его емкость не должна быть чрезмерно большой.
Амплитудная модуляция в полупроводниковых усилителях мощности. В усилителях мощности на транзисторах
применяют три вида модуляции — базовую, коллекторную
и комбинированную.
Общая особенность амплитудной модуляции в этих
усилителях заключается в том, что изменение режима работы транзистора при модуляции приводит к изменению
входной и выходной проводимостей, емкостей р-п-переходов, а следовательно, и к изменению параметров колебательных цепей усилителя, к которым эти проводимости
подключеньь Кроме того, влияние температурного режима
транзистора на положение начальной рабочей точки модуляционной характеристики приводит к изменению исходного режима усилителя, что влечет за собой увеличение
нелинейных искажений и потребует уменьшения глубины
модуляции.
Д л я ослабления влияния указанных факторов на работу
модулированного усилителя уменьшают связь транзистора
с колебательными контурами, снижая коэффициент включения контуров, и применяют схемы температурной стабилизации режима (см. § 24).
Базовая модуляция. Этот вид модуляции, осуществляемый изменением н а п р я ж е н и я питания базы, во многом
аналогичен сеточной модуляции смещением в ламповых
Усилителях. Как и у последних, базовая модуляция наиболее эффективна в недонапряженном режиме, а режим
максимальной мощности выбирается близким к критическому.
Вид модуляционной характеристики / К 1 =» <р (Е6) аналогичен характеристике лампового усилителя (рис. 117).
Отличием базовой модуляции от сеточной модуляции
С
смещением является непрерывное прохождение тока
в процессе модуляции (при сеточной модуляции с е к т
гок в виде импульсов проходил только при положительв
напряжении на сетке). Это вызвано тем, что в транзистор
ток базы и ток коллектора появляются одновремеи
Мощность модулятора определяется в режиме май
мальной мощности по уравнению: PQ MAT = 0,5UMA I
где Uma =» 0,511 £ б m l n | — | £ б m a , ! | — амплитуда
моду
рующего напряжения; Jo я — 0,5/б 0 m a x — амплитуда
Ф
Рис.
125,
Схема
базовой
модуляции.
модулятора; / б о т а х — п о с т о я н н а я составляющая тока б
зы в режиме максимальной мощности.
Мощность потерь на коллекторе определяется в режи»
несущей частоты, как и при сеточной модуляции.
Недостатком базовой модуляции является т р у д н о е
получения 100%-ной модуляции ввиду прямого прохо>
дения энергии в коллекторный контур через проходну
емкость.
На рис. 125 показана типовая схема базовой модуляци
усилителя, собранного по схеме с общим эмиттером, ан
логичная схеме сеточной модуляции (рис. 116).
Коллекторная модуляция. Этот вид модуляции пол
проводниковых усилителей в целом аналогичен анодне
модуляции ламповых усилителей и осуществляется в пер
напряженном режиме, так как из-за малой проницаемое!
транзисторов коллекторное н а п р я ж е н и е слабо влияет
колекторный ток в неданапряженном режиме. Энергет»
ческие соотношения при коллекторной модуляции б у д
кями же, как и при анодной, например, потери на кол
кторе будут максимальны в телефонном режиме.
Существенным недостатком коллекторной модуляции
1Ляется то, что исходное коллекторное напряжение придится выбирать в два раза меньше предельно допустимо, которое ограничивает напряжение режима максил ь н о к мощности. В результате этого теряется основное
^имущество анодной модуляции, которое заключалось,
Ф'
Сбп
A
Рис.
126.
Схема
коллекторной
модуляции,
как указывалось выше, в возможности получения от лампы
удвоенной мощности по сравнению с номинальной.
По этой причине при коллекторной модуляции колебательная мощность, отдаваемая усилителем, будет того ж е
порядка, что и при базовой модуляции, в то время как при
анодной модуляции в режиме несущей частоты лампа усилителя отдавала мощность в два раза больше, чем при сеточной.
На рис. 126 представлена трансформаторная схема коллекторной модуляции, аналогичная схеме анодной модуляции (рис. 121).
Комбинированные способы модуляции. Кроме указанных методов одинарной коллекторной модуляции, применяют комбинированные схемы двойной коллекторной и автоколлекторной модуляций, аналогичных соответствующим
схемам ламповых передатчиков (двойной анодной и автоанодной).
§
42.
Ч А С Т О Т Н А Я
И
Ф А З О В А Я
М О Д У Л Я Ц И И
Частотная и фазовая модуляции (ЧМ и ФМ) заключаются в изменении частоты или фазы высокочастотного колебания по закону управляющего сигнала. Частотная модуляция была известна в 20-х годах, но практическое при-
менение получила с середины 30-х годов с развитием т е я |
ники ультракоротких волн. В настоящее время частотнаИ
модуляция широко используется в коммерческой р а д и д !
связи, радиовещании на метровых волнах и телевидении д Д
передачи звукового сопровождения и т. д.
Общие сведения. Как известно, периодическое колебл!
ние можно выразить уравнением (120).
Фаза колебаний <р, характеризующая состояние колебй!
тельного процесса в данный момент времени, является фунЛ
цией времени и в простейшем случае, при незатухающ™
гармонических колебаниях, линейно зависит от времени;
Ф =
со/ - f
ф0,
где ф 0 — начальная фаза колебания.
Угловая частота <о и фаза ф связаны
зависимостью:
со = d.yldt\ ф = J cod/.
(133
Взаимная зависимость фазы и угловой частоты такова,
что всякое отклонение фазы от линейного закона приводит
к отклонению частоты от начального значения и наоборот'
По этим причинам при фазовой модуляции всегда меняете
частота, а при частотной модуляции —'фаза.
Несмотря на тесную связь частотную и фазовую мод
ляции можно различать по тому, какой из параметров кол
бания (частота или фаза) находится под воздействием мод]
лирующего фактора. Если модулирующий фактор меняе
фазу, то модуляцию следует считать фазовой (хотя пр
этом меняется и частота) и, наоборот, если модулирующи
фактор меняет частоту (хотя при этом меняется фаза), л
модуляцию следует считать частотной.
Рассмотрим характер колебаний при фазовой и час
тотной модуляциях и определим, как будем меняться B T o p o i
параметр (при фазовой модуляции частота, а при частот
ной — фаза).
При фазовой модуляции фаза меняется по закону моду
лирующего напряжения, т. е.
Ф = со01 + ф 0 + Ф1,
где со0/ + Ф 0 — составляющая фазы, изменяющаяся nd
линейному закону; ф х = kua — составляющая фазы, из
меняющаяся по закону напряжения uq = Uma cos Q/
k — коэффициент пропорциональности.
В результате при модуляции по фазе
i = lm cos (со0/ + ф0 + kUmQ cos Qt).
п ри
Выбрав для упрощения такое начало отсчета времени,
котором ф 0 = 0, получим
I — Im cos (&У + т ф cos Qt),
где
Щ = kU m a — Аф — максимальное отклонение фазы
от линейного закона, называемое индексом фазовой модуляции.
Индекс фазовой модуляции, как и коэффициент глубины
модуляции т, зависит от амплитуды низкой частоты. На
рис. 127 показаны зависимость фазы от модулирующего
9
о
Рис.
127.
Колебания,
модулированные
по
фазе.
напряжения и колебание, модулированное по фазе. Пунктирной линией отмечено основное колебание. Из графиков
видно, что с увеличением фазы модулированное колебание
опережает по фазе основное, а при уменьшении фазы —
отстает от него. Изменение фазы приводит к изменению частоты, так как при опережении фазы частота должна увеличиваться, а при отставании фазы — уменьшаться.
Закон изменения частоты можно определить по уравнению (133):
© = dq>/dt — d(u>o +
cos Q.t)/dt — co0 — m^Q sin S3/ =
= co0 — А со sin Qt,
где
Am = т ф £2 = k Q U m a — девиация частоты или максимальное отклонение частоты от начального значения.
Из этих выражений следует, что при фазовой модуляции
прямой пропорциональности между девиацией частоты и,
амплитудой модулирующего колебания не наблюдается.!
Девиация частоты зависит от частоты модуляции и различна
на разных модулирующих частотах.
При частотной модуляции частота колебаний меняется
по закону модулирующего напряжения: со = и 0 +
здесь со л = kua = kUmq cos Ш характеризует отк'лоне-1
ние частоты от начального значения.
Величина Дсо = KUMA, представляющая максималь-'
ное отклонение частоты от среднего значения, называется
девиацией частоты.
В моменты максимальной громкости частота увеличи-i
вается, в моменты минимальной — уменьшается. При этом
меняется фаза колебаний. Определим фазу колебаний для
данного случая. Из уравнения (133)
Ф = ^ соdt — jj (©о t -f Дсо cos Qt) dt = w0t-\- (Дсо/Q) sin Ш -f ф 0 .
Полагая для упрощения ф 0 = 0, получаем
ф ' = оУ -f- (Дсо/Й) sin Qt = со0/ -f mf sin Qf.
(134)
Следовательно, фаза колебаний меняется по иному закону, чем частота, и не пропорциональна амплитуде модулирующего напряжения.
Максимальное отклонение фазы от линейного закона
Дф = Дсо/О = mt
(135)
равно индексу частотной модуляции m j и зависит не только
от амплитуды модулирующего напряжения, но и от частоты модуляции.
На основании уравнения (134) частотномодулированные
колебания можно представить следующим образом:
i — Im cos
Ф
= /
т
cos (a0t + т} sin Q/).
Форма частотномодулированного сигнала внешне похожа на колебание, модулированное по фазе (рис. 128), однако законы изменения частоты в том и другом случаях
различны. Так, если фаза меняется по закону sin Q/,
т о частота — по закону cos Q/ и наоборот.
Взаимная связь частотной и фазовой модуляций позволяет превращать один вид модуляции в другой, что и используется на практике в косвенных методах модуляции,
когда первоначально осуществленную фазовую модуляцию
превращают в частотную.
Частотный спектр частотно- и фазовомодулированных
колебаний. Исследования показали, что частотно- и фазовомодулированные колебания являются сложными и могут
быть представлены бесконечным рядом составляющих (гармоник) различных частот, амплитуд и фаз. Частотный
спектр колебаний оказывается шире и только в некоторых
частных случаях равен спектру при амплитудной модуляции.
В частотном спектре колебаний при амплитудной модуляции каждой гармонике модулирующего сигнала соответствует пара боковых частот с о 0 ± й , при частотно- и фазовомодулированных колебаниях (при модуляции одним тоном)
появляется бесконечно большое число пар боковых частот
t o 0 ± n Q , где п = 1 , 2 , 3... Если же модулирующее колебание содержит гармоники, то частотный спектр усложняется
и появляются более сложные комбинированные боковые
частоты.
Амплитуды несущей и боковых частот зависят от индекса модуляции и номера боковой частоты. С увеличением
индекса модуляции амплитуда несущей частоты уменьшается, но не монотонно, а периодически и при некоторых
индексах оказывается равной нулю. Амплитуда первой
боковой частоты при небольших индексах модуляции сначала возрастает, но при дальнейшем увеличении индекса
периодически уменьшается. Амплитуды высших боковых
частот появляются при больших индексах модуляции и
периодически изменяются с ростом индекса.
С увеличением порядкового номера боковой частоты
ее амплитуда уменьшается, что позволяет ограничить
частотный спектр колебаний и определить его ширину,
учитывая те частоты, амплитуда которых
составляет
определенный процент от амплитуды режима молчания
(например, 5 или 10%). Однако оказывается, что следует
учитывать только те боковые частоты, номер которых меньше индекса модуляции, т. е. при фазовой
модуляции
"max < Щ при частотной птах < mf.
Частотные спектры частотной и фазовой модуляций,
несмотря на принципиальное сходство, имеют некоторые
отличия. Так, частотный спектр фазовомодулированных
колебаний расширяется с увеличением частоты модуляции
за счет увеличения интервалов между боковыми частотами.
Ширина частотного спектра ЧМ почти не изменяется с рос-
том частоты модуляции, но уменьшаются индекс модуляции •
и число боковых частот, а также меняется соотношение]
между их амплитудами.
На рис. 128 показаны спектры фазовомодулированных'
колебаний при постоянном индексе т ф и различных час-]
тотах модуляции, а на рис. 129 — спектры частотномоду-1
лированных колебаний при различных частотах (а еле-]
довательно, и при индексах модуляции). Ширина реаль-1
ного спектра частотно- и фазовомодулированных колебаний
ЧМ
ФМ
t
т Т 1 1 т 1 т 1 1 1 Т t ^
F- 15кги,
F15кгц
F-15KZU,
f
F-бкгц
А ь ы л т т А .
•Til IT TlllTt
F-бкги
Р=3нгц
ilk
т т Т 1 1 Ы т 1 М Т т т
ff
f
Рис. 128. Частотные спектры
ФМ колебаний.
F-Зкгц
г
f
f
f
Рис. 129.
Частотные спектры
ЧМ колебаний.
зависит от индекса модуляции. Различают два вида модуляции: узкополосную ( т < I) и широкополосную ( т > I).
При узкополосной модуляции необходимо учитывать
только первую пару боковых частот с о 0 ± Я , поэтому ширина полосы будет такой же, как и при амплитудной модуляции, т. е. \F&2FB,
где AF — полоса частот, занимаемая
модулированным колебанием; FB — верхняя частота модуляции.
При широкополосной модуляции полоса значительно
шире, так как учитывают все боковые частоты, порядковый
номер которых меньше индекса модуляции. Верхней частотой модуляции является частота F'B — nmaxFB = mFB,
где т — индекс модуляции. Тогда ширина частотного
спектра
AF = 2 F'B = 2 mFB.
Для частотномодулированных колебаний т — m f и
д/. = 2 m f F B — 2 A / m a x ; для фазоиомодулированных колебаний т = т Ф ; AF = Чпц FB = 2 Д ф £ в .
Из указанных выражений можно сделать вывод, что при
частотной модуляции основная ширина полосы частотного
спектра зависит от девиации частоты, т. е. пропорциональна амплитуде модулирующего напряжения, и не зависит
от частоты модуляции.
При фазовой модуляции ширина полосы зависит и от
амплитуды модулирующего напряжения (так как от нее
зависит девиация фазы Дф), и от частоты модуляции.
Зависимость полосы от частоты модуляции — крупный
недостаток фазовой модуляции по сравнению с частотной,
он делает невыгодным практическое использование фазовомодулированных колебаний.
С х е м ы ф а з о в о й м о д у л я ц и и . Фазовая модуляция на практике используется как предварительная ступень для последующего превращения в частотную. Принцип фазовой модуляции основан на получении боковых частот, сдвинутых
по фазе относительно колебаний несущей частоты на 90°.
В результате сложения боковых частот и несущей получаются колебания, модулированные по фазе. Н о при этом
возникает паразитная амплитудная модуляция.
Рассмотрим блок-схемы, с помощью которых осуществляют фазовую модуляцию (рис. 130).
Напряжение
несущей
частоты
от генератора 1
(рис. 130, а) через усилитель 2 поступает на фазовращающее
устройство 5, сдвигается по фазе на 90° и подается на смеситель б. На балансный модулятор 3 приходит напряжение
несущей частоты и низкой частоты от обычного модулятора
4. На выходе балансного модулятора появляются колебания
боковых частот со0 ± Q без несущей частоты. Эти колебания
поступают на смеситель 6, и в его нагрузке возникают колебания несущей и боковых частот, сдвинутых по фазе на 90°.
Результирующие колебания будут модулированы по амплитуде и фазе. Д л я устранения паразитной амплитудной модуляции применяются амплитудные ограничители 7.
Анализ схем фазовой модуляции показывает, что указанное фазомодулирующее устройство может дать максимальную девиацию Аф = ± 9 0 ° , но с большими нелинейными искажениями из-за нарушения прямой пропорциональности фазы и модулирующего напряжения. Следовательно,
девиацию фазы необходимо выбирать не более 25—30°,
а индекс фазовой модуляции т ф < 0,5 (девиация частоты
m F
A/max =
v min = 0 , 5 F m l n ) . Д л я увеличения индекса!
модуляции и девиации частоты применяют многократное!
умножение частоты, в результате чего несущая частота, ]
т ф и А/ увеличиваются в п раз. Может оказаться, ч т о !
потребуется очень низкая несущая частота генератора.1
Рис. 130. Блок-схемы передатчиков с ФМ:
а —без преобразования частоты; б—с умножением и преобразованием частоты.
К схеме а:
/ — высокостабильный генератор несущей частоты; 2 —буферный усилитель;
3 — балансный модулятор; 4 — обычный модулятор; 5 — фазоьращающее устройство; 6 —смеситель; 7 — амплитудный ограничитель; 8 — умножители частоты; 9—-усилители мощности модулированных колебаний.
К схеме б:
I — фазовый модулятор; 2, 4 — умножители частоты; 3 — смеситель; 5 — гетеродин.
Д л я нормальной работы частота генератора должна быть
в несколько раз больше частоты модуляции. Кроме многократного умножения, преобразованием частоты приходится
понижать несущую частоту с тем, чтобы обеспечить достаточно высокую частоту генератора и нужную частоту на
выходе. Частота преобразуется по тому же принципу, что
и в супергетеродинных приемниках, однако девиации фазы
и частоты не снижаются. На рис. 130, б показана блоксхема передатчика с фазовой модуляцией с умножением и
преобразованием частоты.
Необходимость в многократном умножении и преобраз о в а н и и частоты делает схемы и конструкции передатчик о в с фазовой модуляцией сложными и дорогими.
Схемы частотной модуляции. Существуют и применяются на практике два метода частотной модуляции — косвенный и прямой.
Косвенный метод заключается в преобразовании фазовой
модуляции в частотную. С этой целью в схеме фазовой
модуляции необходимо пол учить на выходе такие модулированные колебания, у которых девиация фазы была бы обратно пропорциональна частоте модуляции, как при частотной модуляции, для которой справедливо условие (135):
Аф =
Лсо/Я.
При выполнении данного условия девиация частоты будет прямо пропорциональна амплитуде модулирующего
колебания и частота будет изменяться по закону этого
колебания, т. е.
СО —
0)о
kUтЯ
COS Я /
=
С00 +
А(0 c o s
Qt.
Преобразование легко осуществить, если на вход фазового модулятора подать не первоначальное модулирующее
напряжение, а напряжение, преобразованное таким образом, чтобы после фазовой модуляции можно было получить
колебания с частотой, меняющейся по закону нд. Если
обозначить преобразованное модулирующее напряжение
через ti2 (О, т 0 П Р И фазовой модуляции ф = w0t + Ф1 =
= со0/ + ku2 (t) и частота со = dq>!dt = со0 + kdu2
(t)/dt.
Д л я выполнения условия (135) необходимо, чтобы
kdu2 ( t ) / d t = Acocos Qt, тогда
„ (л — Г ^ ® . cos Qtdt = —
J
k
Ш
sin Qt = U2m sin Qt.
Следовательно, связь модулирующего напряжения и а и
напряжения и2 (t) должна быть следующей: и2 ( f ) =
= j uadt, т. е. преобразование модулирующего напряжения на входе фазового модулятора заключается в его
интегрировании.
Преобразование производится с помощью интегрирующих цепей, напряжение на выходе которых пропорционально интегралу от входного напряжения.
Таким образом, передатчик с частотной модуляцией,
построенный по принципу косвенной модуляции, отличает315
ся от передатчика с фазовой модуляцией наличием интег- \
рирующей цепи на выходе амплитудного модулятора.
Косвенный метод частотной модуляции дает высокую
стабильность несущей частоты, так как в генераторе осу- s
ществляется кварцевая стабилизация частоты.
Однако]
сложность схемы передатчика, необходимость многократного деления и умножения частоты ограничивают применение данного метода частотной модуляции в передатчиках
малой и средней мощностей. Косвенные методы применяют-]
ся в мощных стационарных радиопередатчиках.
При прямых методах модуляции изменение частоты
достигается прямым воздействием на контур генератора.
Основным недостатком прямых методов является низкая
стабильность несущей частоты. Несмотря на это, прямые
методы модуляции широко используются в практике, так
как позволяют осуществить глубокую широкополосную
модуляцию при незначительном усложнении схемы передатчика.
В настоящее время основное применение нашли схемы
модуляции с реактивными лампами, предложенные в 1927 г,
А. Л . Минцем и в дальнейшем
усовершенствованные
Г. В. Брауде и другими учеными. Передатчик с реактивной
лампой имеет частотный модулятор, воздействующий на
генератор.
Реактивной лампой называют такую схему (рис. 131, а),
в которой вследствие обратной связи сдвиг фаз между напряжением на сетке и на аноде осуществляется в идеальном
случае на ± 9 0 ° . В таком режиме участок анод — катод
лампы эквивалентен некоторому реактивному сопротивлению, величина которого зависит от напряжения на электродах. При изменении напряжения на одном из электродов
(например, на сетке) с частотой модуляции меняется реактивность лампы, а следовательно, и частота генератора,
к контуру которого подключена лампа.
Реактивная лампа может представлять собой емкостное
или индуктивное сопротивление в зависимости от величины
и характера сопротивлений делителя Z, и Z 2 .
Эквивалентное сопротивление лампы на участке анод —
катод при Z 2 > Z X
Z a да Z 2 / Z j S c p = \ / К о с S c p = U m j 7 U l ,
где коэффициент обратной связи реактивной лампы
Ко с да
Zjz2
да 0 , 0 4 - ^ 0 , 0 7 .
рассмотрим два основных случая работы лампы. Первый случай: Z , = 1//мС 0 ; Z 2 = г 2 = R„ (рис. 131, б).
Тогда
Z9 = ja>C0R0/Sc р = /coLg.
Лампа эквивалентна некоторой индуктивности, которая зависит от параметров делителя и средней крутизны:
La =
f]zz
С0/?0^СР-
11
Ml
ч ь н фF *
\
а
>
Ута.
1
Umg ?а,
L
г;
^
Рис.
131.
Реактивная
е)
лампа:
а, б, в —схемы реактивной лампы; г — векторная диаграмма токов и напряжений в индуктивной лампе; д — векторная диаграмма токов и напряжений
в емкостной лампе; е — модуляционная характеристика при частотной модуляции.
Второй случай:
Z1 — 21=R0;
Z2 = — —
(рис.
131,в).
Тогда Z9 = 1 //соС0 R0 S c p = 1 //соС э .
Лампа эквивалентна емкости, которая зависит от параметров делителя и средней крутизны: С э = C 0 R 0 S o p .
На рис. 131, г, д приведены векторные диаграммы токов
и напряжений в лампе для указанных двух случаев работы.
Модуляционной характеристикой при частотной модуляции называют зависимость (рис. 131, е) A f a / f „ = Ф (£мод)>
где £
мод — напряжение модуляции, подаваемое на одну
из сеток лампы (обычно управляющую); Afa/fH — относительная девиация частоты.
Д л я неискаженной модуляции требуется, чтобы модуляционная характеристика реактивной лампы была линей317
ной. Кроме того, к реактивным лампам предъявляются
бования возможно большей и постоянной в диапазоне Д(
s
ции частоты и возможно меньшей паразитной амплитудна
модуляции, которая возникает из-за того, что реактив
лампа вносит в контур генератора активное сопротивле]
изменяющее амплитуду тока.
Схемы модуляции с реактивными лампами обла
недостаточно высокой стабильностью несущей частоты rei
ратора, что обусловлено дополнительным дестабилизир
Рис. 132. Схёма с двухтактным частотным модулятором.
щим влиянием реактивной лампы. Это влияние вызываете^
непостоянством анодного тока / а 1 лампы из-за нестабиль
ности напряжения питания.
Д л я ослабления этого дестабилизирующего влиянш
применяют двухтактную схему модулятора (рис. 132)
в которой используют две реактивные лампы — емкостнук
(Jli) и индуктивную (Л 2 ). Напряжение модуляции подаете)
на сетки ламп в противофазе, а аноды подключены парал
лельно контуру генератора.
Колебания напряжений питания действуют на обе лампь
синфазно, в результате чего изменения частоты, вызванньн
этими" колебаниями, взаимно компенсируются. При 9TOS
ослабляются также и паразитная амплитудная модуляция
и модуляция фоном переменного тока.
Девиация частоты в двухтактной схеме примерно в два
раза больше, чем в однотактной. Д л я повышения крутизнь
модуляционной характеристики в схемах с реактивным1
318
лампами следует использовать только фиксированное на
чальное смешение управляющей сетки.
В ряде случаев схемы "с реактивными лампами не могут
обеспечить требуемой стабильности частоты генератора.
Необходимость получить более высокую стабильность частоты привела к применению автоматической подстройки нес у щ е й частоты (АГ1Ч), которая заключается в автоматическом изменении частоты генератора в направлении,
обратном первоначальному изменению, вызванному деста-
Рнс. 133. Блок-Схема передатчиков с частотной модуляцией л с автоподстройкай частоты:
а —простой; б — сложной:
/ — частотный модулятор; 2 —генератор; 3 — буферный усилитель; 4 — дискриминатор; 5 — фильтр; 6 — смеситель; 7—кварцевый гетеродин.
билизирующими факторами. Д л я этой цели в схему передатчика вводится дискриминатор, преобразующий изменение частоты генератора в «напряжение ошибки», величина
и знак которого зависят от отклонения несущей частоты от
номинального значения. «Напряжение ошибки» действует
на частотный модулятор, который изменяет частоту генератора, возвращая ее к первоначальному значению.
Система автоподстройки частоты должна реагировать
только на медленные изменения частоты, вызванные дестабилизирующими факторами, и не должна срабатывать при
изменениях частоты, обусловленных модуляцией. Д л я
этого на выходе дискриминатора устанавливается фильтр
низких частот с большой постоянной времени, подающий
на частотный модулятор медленные колебания напряжения
ошибки, вызванные медленными изменениями частоты генератора.
В простейшей системе автоподстройки (рис. 133, а)
стабильность частоты поддерживается недостаточно высокой, так как она зависит от эталонных свойств колебатель-
ного контура, дискриминатора 4, которые не выше, чец,
у контура генератора 2. На практике применяют бол^
сложную систему АПЧ с кварцевым гетеродином и смесите,
лем (рис. 133, б). На смеситель 6 подаются несущая частота
и высокостабильная частота гетеродина 7, в результате Й
выходе смесителя получают более низкую разностную
частоту: ее колебания поступают на вход дискриминатора
4, преобразуются в напряжения ошибки и через фильтр j
воздействуют на частотный моду.
Если частота генератора 2 бу.
дет номинальной, то напряжение
ошибки должно быть равно нулкх
При отклонениях частоты генератора появляется напряжение ошищ
ки того или иного знака в зависимости от знака абсолютной расстройки частоты генератора.
-Ш
Рис. 134. ПринципиальРассмотренные схемы частотно
ная схема частотного момодуляции с реактивными ламп!
дулятора с полупроводми широко используются на част<
никовым диодом.
тах до 60—70 Мгц. При дальне!
шем повышении частоты начинает сказываться влияш
собственных емкостей и времени пролета электроное \
лампе, отчего изменяются фазовые соотношения в схеме i
нарушается ее нормальная работа.
1
Частотные модуляторы на полупроводниковых прибо
pax. В последние годы в качестве частотных модуляторо
начали применять схемы с полупроводниковыми диодам!
и транзисторами. Эти модуляторы можно использовать на
частотах до нескольких сотен мегагерц. Кроме того, мальи
габариты и вес таких модуляторов делают особенно целесообразным их применение в схемах подвижных и малогаба
ритных передатчиков.
Схемы модуляции, использующие полупроводниковые
управляющие элементы, отличаются простотой, широким
диапазоном регулировки частоты, высокой крутизной управления частоты и малой потребляемой мощностью.
В качестве модуляторов ЧМ используют полупроводниковые диоды, варикапы и реактивные каскады на транзисторах, подобные схемам реактивных ламп.
На рис. 134 показана принципиальная схема частотного
модулятора с полупроводниковым диодом. В этой схемч
д и о д £ с реактивным элементом хр подключается параллель-
цо контуру генератора L, С. В качестве реактивного элемента используется емкость С р или индуктивность L p .
Модулирующее напряжение «<> подводится к диоду и изменяет угол отсечки 0 его анодного тока. При этом будут
изменяться и внутреннее сопротивление диода R[ =
=
= ф (0), а следовательно, и величина эффективной реактивности, подключаемой к контуру, и несущая частота.
При увеличении угла отсечки 0 время подключения
реактивного элемента к контуру генератора увеличивается
и частота его колебаний уменьшается. При уменьшении
0 происходит обратное явление.
В результате влияния, оказываемого цепью D, х р , параметры контура меняются: эквивалентное сопротивление
R э и добротность Q уменьшаются, а собственная частота
контура изменяется.
Чем больше вносимое цепью D, дгр сопротивление г в п по
сравнению с сопротивлением одиночного контура г, тем
сильнее вредное шунтирующее влияние управляющей цепи
на контур и тем хуже стабильность частоты генератора.
Ухудшение стабильности частоты генератора — основной недостаток модуляторов с полупроводниковыми элементами.
Чтобы ослабить влияние на контур шунтирующей цепи
диода, желательно уменьшить коэффициент включения р.
Девиация частоты в таком частотном модуляторе пропорциональна квадрату коэффициента включения, зависит от
режима работы диода, его параметров, параметров контура
и реактивного элемента.
Частотные модуляторы на варикапах. Широкое применение получили схемы частотных модуляторов на варикапах.
Как уже указывалось (§ 15),-варикапы имеют нелинейную зависимость барьерной емкости от обратного напряжения диода. Меняя это напряжение по закону модулирующего напряжения, осуществляют частотную модуляцию,
подключив диод к контуру генератора.
Девиация частоты в этом случае зависит от изменения
барьерной емкости, которая не зависит от частоты и температуры:
А/д =
!_
ЛС
2 /а
•
г
Де / П ) С„ — несущая частота и емкость контура в исходНом режиме; АС — максимальное изменение емкости конИ
Зак. 2(9
3 2 1
тура от величины С„, вызванное барьерной емкостью вагикапа.
На рис, 135 показана схема подключения варикапа к контуру генератора L, С.
Емкость С 1 б л является блокировочной для токов выса
кой частоты и имеет большое сопротивление для моду*
рующего сигнала. На более высоких частотах подключа
Рис. 135. Схема частотной модуляции с варикапом.
дополнительно. дроссель ВЧ Lnp. Исходное запирающее
напряжение на варикап Е0 устанавливается с помощью
потенциометра R.
Модулирующее напряжение подается с модуляционного
трансформатора Тм.
Частотные модуляторы с реактивным каскадом. В этих
каскадах, аналогичных реактивным лампам, параллельно
участку эмиттер — коллектор подключается делитель Z b Z 2
(рис. 13G, а), сопротивления которого вызывают фазовый
сдвиг на 90° между напряжением на коллекторе ик и первой гармоникой коллекторного тока. Одно из сопротивлений должно быть реактивным, а второе — активным. Величины сопротивлений должны быть несоизмеримы ( Z 2 > Z j ) .
Возможно также включение сопротивлений 1 Х и Z 2 на
участках
коллектор — эмиттер
и коллектор — база
(рис. 136, б). В этом случае функции сопротивления Z 2 может выполнить емкость перехода коллектор — база.
Отличиями транзисторных реактивных каскадов являются малое входное и выходное сопротивления и большее
влияние значительных по величине емкостей р-л-переходов.
На рис. 137 показана схема реактивного каскада с контуром генератора L, С, в котором Z 2 = R2, а
= 1/сиС
Девиация частоты осуществляется изменением режима
реактивного каскада модулирующим напряжением. На
Гг :
1—*
0Z2
^
б)
Рис. 136. Схемы реактивных каскадов:
q — с делителем на участках эмнпер — база и база — коллектор: б —с делителем на участках эмиттер — коллектор и база — коллектор.
схеме рис. 137 это напряжение подается на участок эмиттер — база.
Для ослабления шунтирующего влияния выходного
сопротивления каскада на контур генератора применяют
Рис. 137. Схема
реактивного каскада с контуром
генератора.
его частичное подключение к контуру, при этом снижается
девиация частоты, которая, как и у реактивных ламп,
зависит от изменения тока первой гармоники транзистора
А / ь контурного тока генератора / к , и коэффициента подключения реактивного каскада к контуру генератора р\
Д/ д = О . б р М У / к , В схеме реактивного каскада (рис. 137) С р 1 и С р 2
разделительные конденсаторы (емкость С р 1 выбирается
П*
323
достаточно большой и не влияет на работу делителя R г , С
Тм — модуляционный трансформатор, L, С — элементу5
контура генератора, L n p l и Lnv>2 — Дроссели
высокой?
частоты в цепях базы и коллектора.
§ 43. О Д Н О П О Л О С Н А Я
МОДУЛЯЦИЯ
Однополосная модуляция (ОМ) — один из наиболее
перспективных современных методов модуляции. Впервые1
на возможность такой модуляции указал В. М. Шулейкин
в 1915—1916 г., однако практическое осуществление одноt
11111111111
,
ъ-Ъ
%
%*Ft f
l l l l l l
>
; f»+F> f
Рис. 138. Частотные спектры колебаний при обычной однополосной;
модуляции.
полосной модуляции вызвало целый ряд технических труд-]
ностей, преодолеть которые оказалось возможным только
в последние годы.
Принцип действия однополосной модуляции заключает-!
ся в том, что в передатчике из всего частотного спектра,
полученного при амплитудной модуляции и равного по
ширине удвоенному спектру управляющего сигнала, выделяется одна боковая полоса частот, колебания которой излучаются передающей антенной.
На рис. 138 показаны частотные спектры колебаний
AJV1 и ОМ при работе с верхней боковой полосой модуляции.
Таким образом, при ОМ спектр высокочастотных модулированных колебаний имеет ту же ширину, что и спектр управляющего (модулирующего) сигнала.
Принципиально ОМ можно осуществить по следующей
блок-схеме передатчика (рис. 139). В передатчик входят
генератор 1, специальный (балансный) модулятор 2, обычный модулятор 3, фильтры боковой полосы 4 и усилители
модулированных колебаний 5.
Генератор вырабатывает колебания высокой частоты,
которые поступают на балансный модулятор и модули-
-укугся колебаниями низкой частоты. Схема балансного
Модулятора построена так, что на его выходе появляются
верхней нижней боковых частот, несущая же
к олебания
частота почти полностью подавляется.
Напряжение боковых частот поступает на систему фильтров, которые подавляют одну (нижнюю) боковую полосу
частот и подают напряжение второй (верхней) боковой полоси частот на усилители модулированных колебаний.
Последние усиливают мощность верхней боковой полосы
частот до заданной велиf ^ r F e ) fH+(F^FB)
чины и передают ее в антенну.
Для приема таких колебаний и воспроизведения
F^Fi
модулирующей частоты необходимо наличие несущей
частоты, которая -«осстанавливается в приемнике Рис. 139. Блок-схема передатчика
с однополосной модуляцией.
с помощью специального
гетеродина. При отсутствии колебаний несущей частоты в приемнике воспроизвести модулирующий сигнал невозможно, так как в детекторе отсутствуют биения несущей и боковых частот, в результате которых возникают частоты модуляции.
Частота / г гетеродина приемника должна точно соответствовать несущей частоте /„, в противном случае появятся сильные искажения и прием сделается невозможным.Расхождение частот fr и / „ не должно превышать 20—
50 гц. Это требует весьма высокой стабильности несущей
частоты передатчика и гетеродина приемника: не более
1()-в -i- Ю - 7 в диапазоне коротких волн (на частотах порядка 30 Мгц).
Для получения колебаний несущей частоты в приемнике
антенна передатчика должна излучать не только колебания
верхней боковой полосы частот, но и небольшую часть мощности несущей частоты. Эти колебания, называемые пилотсигналом, имеют амплитуду, составляющую 15—20% от
максимальной.
Мощность пилот-сигнала должна быть такой, чтобы сигнал несущей частоты не заглушался собственными шумами
приемника.
Обеспечить более высокую стабильность частоты гетеродина приемника можно путем автоматической подстройки
частоты с помощью пилот-сигнала.
К однополосной передаче предъявляется важное требование — подавлять н и ж н е ю боковую полосу частот. Подавление легко осуществить с помощью фильтров, но только тогда, когда боковые полосы — нижняя и верхняя —
достаточно удалены друг от друга по частоте. При работе
на коротких волнах и несущей частоте порядка единиц Д
десятков мегагерц боковые полосы частот различаются на
сотые доли процента и их разделение практически невозможно.
Подавление одной боковой полосы в значительной сте-1
пени уменьшает помехи, создаваемые соседними по частоте
радиостанциями. В то же время на месте частотного спектра
подавленной боковой полосы можно сформировать в т о р о е
однополосный канал передачи другого управляющего сигнала, причем на ширине спектра AM будут передаваться
два сообщения, а это приведет к значительному увеличе-1
нию линий связи при том же спектре частот.
Так как ОМ вдвое сокращает полосу частот, занимаемую?
излучением передатчика, то применяют многоканальную!
передачу, т. е. одновременно с телефонным осуществлютш
несколько телеграфных каналов. Несмотря на это, общая i
полоса, занимаемая передатчиком, будет незначительно!
превышать полосу частот двухполосной передачи.
Трудности осуществления высококачествен! о О М п р и - i
вели к тому, что реальные схемы передатчиков ОМ в з н а - 1
чительной степени отличаются от принципиальной блок-1
схемы (рис. 139).
В современной технике однополосной связи применяются
три основных метода: фильтровый (многократная балансная модуляция), фазокомпенсационный и фазофильтровый.
Рассмотрим кратко принципы построения этих методов.
Фильтровый метод. Принцип этого метода заключается :
в последовательном увеличении несущих частот с целью
удаления боковых полос друг от друга по частоте, что облег-;
чает условия фильтрации одной боковой полосы.
На рис. 140 показана блок-схема передатчика, построен-!
ного по фильтровому методу, а на рис. 141 — спектральные
диаграммы, поясняющие этот метод.
На первый балансный модулятор БМ1 подаются модулирующий сигнал AF = FH
FK от модулятора и колеба- !
ния первой поднесущей частоты F.
Величина этой частоты, вырабатываемой высокостабильным генератором Г1, выбирается в зависимости типа фильтра Ф1, его фильтрующих способностей и величины ниж-
„ей частоты модуляции F n . При использовании многозвенных L, С-фильтров F < (304-40) кгц,
кварцевых — / 7 <
(1004-200) кгц и электромеханических — , F < ( 0 , 5 - М , 0 ) Мгц.
Выбор частот F должен обеспечить хорошую фильтрацию и выделение после фильтра Ф1 верхней полосы частот
AFBl = ( F + F^)-~(F + FB). Эта полоса вместе со второй
более высокой поднесущей частотой f 2 подается на второй
i
BMi
(^rFg)
Ф1
f3+fz<-F+(FH±FB)
БМ2
Фг
Е
Г1
Г2
БМЗ
н
ГЗ
УМ
т
Рис. 140. Блок-схема передатчика с фильтровым методом ОМ.
МодулируюсциИ сигнал
ли
Г
На выходе Iбалансного модулятора (6М1)
—-f
-—f
На выходе [ фильтра (Фт)
— t
F+FUF+FB
^ На выходе /7 балансного модулятора (5/12)
А
т.
На выходе // фильтра (Ф£)
На выходе!!! балансного модулятора (в^з)
r ^ (ФЗ)
- t
t r
На выходе^О! Vфильтра
Принятый сигнал в приемнике I
f
-
Сигнал в приемнике после детектирования ^ f / ^ F
F
+
H Fg
Рис. 141. Спектральные диаграммы фильтрового метода
ОМ.
балансный модулятор БМ2, на выходе которого включен
второй фильтр Ф2, выделяющий полосу
A Fb2 = { f t + F + F J + fa + F +
FB).
Так как f2 — порядка сотни килогерц и выше, то относительная расстройка верхней и нижней боковых полос увеличивается. На третий балансный модулятор подается
Полоса A F u 2 , и третья поднесущая частота f3 — порядка
327
мегагерц. Фильтр Ф 3 на выходе модулятора БМЗ выделяет
боковую полосу
Л^вз -
(/з +
h
+
F
+
FJ
Ч- ( / з +
/, +
F + FJ,
]
которая поступает в усилители мощности УМ и далее в антенну. В случае необходимости получения пилот-сигнала несущая частота f„ = /3 + f2 + F синтезируется в системе
балансных модуляторов и фильтров I и подается на усили-1
тель мощности.
Поднесущие частоты f2, f3 и т. д. выбирается такими,!
чтобы их гармоники не лежали бы в полосах пропускания
фильтров.
Д л я повышения стабильности несущей частоты генера-]
торы поднесущих частот должны иметь высокую стабиль- i
ность частоты.
Лучшие результаты дает использование одного опорного кварцевого генератора, из частоты которого с помощью'
умножителей и делителей получают все поднесущие час-]
тоты.
Преимуществами фильтрового метода ОМ являются:]
1. Сильное подавление побочных частот.
2. Возможность работы в диапазоне частот, для чего!
генератор последней поднесущей частоты должен допускать'
ее перестройку.
3. Возможность осуществления многоканальной передачи, при которой в каждой боковой полосе формируется!
независимо друг от друга несколько телефонных или телеграфных каналов связи.
Недостатком фильтрового метода является сложность^
схемы. Однако, несмотря на сложность, этот метод являет- :
ся основным в области магистральной связи, так как дает
наиболее эффективное подавление нерабочей боковой полосы по сравнению с другими методами ОМ.
Фазокомпенсационный метод. Этот метод построен на
подавлении несущей частоты и нерабочей полосы.
Принцип действия этого метода можно пояснить на
простейшей блок-схеме, представленной на рис. 142. Входной сигнал на подается на два балансных модулятора Б Ml и
БМ2, причем сигнал, поданный на БМ2, сдвигается по
фазе на 90° с помощью фазовращателя ФВ1.
К БМ1 и БМ2 подводятся также колебания несущей
частоты со,,, так же сдвинутые по фазе на 90° с помощью
высокочастотного фазовращателя ФВ2. С выхода балансных
модуляторов напряжения и1 и и2 подаются на суммирую-
щ\'Ю схему Б , в которой образуется однополосный сигнал
и 'подавляются нерабочая боковая полоса и несущая часюта; действительно, в простейшем случае при модуляци
о д н о й частотой Q Еыходные напряжения модуляторов буду
соответственно равны:
иу = Um sin Q/ sin сон^ = 0,5£/ m [cos (сон + Q)t —
— cos (сон —
«2 = U т cos Qt cos io„t — 0 , 5 U m [cos ((oH -f Q)/ +
-f cos (co„ —
Рис. 142. Блок-схема формирования однополосного сигнала по фазокомпенсационному методу.
В суммирующей схеме образуется верхняя боковая полоса
"вых =
"l +
"2 =
U m COS (0> н
+
Преимуществами этого метода являются возможность
формирования однополосного сигнала непосредственно на
рабочей частоте и отсутствие необходимости в сложных
фильтрах. Однако эффективность работы передатчиков
ОМ, использующих этот метод, с точки зрения подавления
нерабочей полосы в сильной степени зависит от симметрии
схемы балансных модуляторов и точной работы фазовращателей, особенно фазовращателя ФВ1 низкой частоты, который должен быть широкополосным и давать постоянный
сдвиг фазы во всей полосе частот модуляции.
Трудность обеспечения эффективного подавления нерабочей боковой полосы яляется крупным недостатком этого
метода ОМ.
Фазофильтровый метод. В этом методе используютс
элементы и фильтрового и фазокомпенсационного мет<
дов ОМ.
На рис. 143 показана блок-схема формирования одноп
лосного сигнала, состоящая из двух балансных модуляторо
БМ1 и БМ2, на которые подаются модулирующее напряж
ние uq и сдвинутые на 90° колебания поднесущей ча
тоты
Сдвиг фазы осуществляется фазовращателем ФВ1. f
выходе балансных модуляторов высокочастотные напряж
Рис. 143. Блок-схема формирования однополосного сигнала по фазо
фильтровому методу.
I
ния будут сдвинуты по фазе на 90° и после прохождения
фильтров Ф1 и Ф2 не балансные модуляторы БМЗ и БМ4
поступают колебания верхних боковых полос, сдвинутые
по фазе на 90°, как в фазокомпенсанионном методе.
Затем производится дальнейшее формирование сигнала
с помощью поднесущей частоты / 2 , н е выхода суммирующей
схемы на усилитель мощности подается одна рабочая боковая полоса.
Преимуществом этого метода по сравнению с фазокомпенсационным является отсутствие широкополосных фазовращателей низкой частоты.
По сравнению с фильтровым методом к фильтрам нижних частот Ф / и Ф2 предъявляются менее жесткие требования в отношении крутизны частотной характеристики на
граничной частоте.
Однополосная модуляция, широко применяемая для
коммерческой радиосвязи на коротких волнах и в телевидении, обладает следующими важными преимуществами.
330
1. При однополосной модуляции амплитуду колебаний
боковой полосы можно принять равной амплитуде колебаний режима максимальной мощности при той же номинальной мощности ламп в выходной ступени передатчика, в то
время как при обычной передаче амплитуда огибающей высокочастотного колебания, от которой зависит громкость
приема, не может быть принята (даже при т = 100%) большей амплитуды несущей частоты. Таким образом, отношение амплитуд тока в антенне при однополосной и обычной
передачах следующее:
/лгпах/т/Ан = /Ан (1 +/П>//И/ Лн = (1 + т ) / т « 2.
2. Уменьшение полосы частот, излучаемой антенной
передатчика, позволяет вдвое уменьшить полосу пропускания приемника, при этом уменьшается уровень внутренних
шумов, что приводит к увеличению отношения сщ-нал/шум.
3. При однополосной модуляции не сказываются селективные замирания, являющиес